1、1 1第四章 微波频率变换电路第四章 微波频率变换电路4.1微波混频器特性的分析与设计4.2微波混频器电路的设计4.3微波倍频器电路的分析和设计4.4微波晶体管变频电路简介2 2第四章 微波频率变换电路从本质上来讲，频率变换电路就是将频率信号的频谱进行搬移，如图4-1所示。图4-1(a)表示将信号频谱向下搬移到中频，我们称为下变频器(混频器)。图4-1(b)表示将信号频谱向上搬移到微波频段或更高，我们称为上变频器。图4-1(c)表示将信号频率通过倍频的方式搬移到微波频段或更高，我们称为倍频器。3 3第四章 微波频率变换电路图4-1变频电路频谱示意图4 4第四章 微波频率变换电路4.1微波混频器
2、特性的分析与设计混频器按电路结构形式的不同也可以分为两大类：一类是采用一个混频管的，称单端混频器，另一类是用两个、四个或更多相同特性的混频管组成平衡或环行电路的，称为平衡或环行混频器。单端混频器电路结构简单，但其性能较差。平衡混频器又可分为单平衡混频器和双平衡混频器两种，它们具有噪声小、灵敏度高、抗干扰能力强及频带宽等优点。几种混频器的主要性能指标见表4-1所示。5 5第四章 微波频率变换电路6 6第四章 微波频率变换电路4.1.1肖特基势垒二极管的特性图4-2给出了一个肖特基势垒二极管结构示意图。它是在N型半导体上刻蚀一层金属化膜，由于金属和N型半导体载流子的逸出功不同，产生耗尽层，从而形成
3、一个金属-半导体结，称为肖特基势垒结，衬底N+层下加上金属接触，从金属化膜和金属接触引出两个电极，构成肖特基势垒二极管。在肖特基势垒二极管两级间加上电压ud(t)时，通过结的扩散电流为 id(t)=IS(exp(ud(t)1)(4-1)7 7第四章 微波频率变换电路式中：q是电子电量，n是理想化系数，k是波尔曼兹常数，T是绝对温度，IS是反向饱和电流。同时耗尽层电容为(4-2)式中：Cj0是ud=0时的耗尽层电容，j是二极管的内建电位，于是通过二极管的总电流为(4-3)(4-3)式中右边第一项是传导电流，而第二项是位移电流。8 8第四章 微波频率变换电路图4-2肖特基势垒二极管结构示意图及等效
4、电路模型9 9第四章 微波频率变换电路4.1.2微波电阻性混频器分析1.电阻性混频器的工作原理我们知道流过肖特基势垒二极管的电流与加在二极管两端的电压的关系式可以表示为(4-4)式中的电压为1010第四章 微波频率变换电路U0是直流偏置电压，UP cosPt是本振电压，US cosSt是信号电压。一般情况下信号电压是接收外来的微弱号，所以信号电压是很小的，它的变化范围均可以认为在二极管线性区。为了获得较好的变频性能，本振功率应取较大的功率电平，所以ULUS。1111第四章 微波频率变换电路二极管的电流表达式是一个超越函数，我们可以在up=U0+UP cosPt附近展开台劳级数(4-5)式中，电
5、流对电压的导数是电导量纲，而且是时间的函数，所以称为时变电导g(t)：(4-6)1212第四章 微波频率变换电路g(t)是一个超越函数，我们用傅里叶级数来逼近它，因此将g(t)用傅里叶级数展开(4-7)其中式中I0(UP)是零阶修正的贝塞尔函数，In(UL)是n阶修正的贝塞尔函数。1313第四章 微波频率变换电路忽略高阶项，则流过二极管的电流可近似表示为(4-8)1414第四章 微波频率变换电路由上式可以看出，cos(nPt)US cosSt项将产生一系列组合频率,其有用频率为P、S、IF=PS、i=2PS。相对于本振频率P而言，i是与信号频率S互为镜像的频率，所以称为镜频。镜频与信号频率离得
6、很近，它们之间相差二个中频，镜频含有大量的信息量，可以再一次利用，其它组合频率分量可以通过滤波器来滤除，所以讨论混频器特性时只考虑本振频率P、信号频率S、中频IF=PS、镜频i=2PS这四个频率分量，如图4-3所示。1515第四章 微波频率变换电路图4-3混频器四个有用频率分量的频谱图1616第四章 微波频率变换电路描述混频二极管混频的过程，需建立一个等效电路。由于混频二极管是一个单向器件，不仅uS和uP差拍产生新的频率，而且新产生的各种频率的电流在一定的阻抗上所建立的电压又反过来加到二极管上，这些电压又会与uS和uP差拍也产生新的频率。因此这是一个可逆过程，为了全面地描述这个过程，我们采用更
7、为一般化的分析方法。1717第四章 微波频率变换电路在新产生的频率中，我们只考虑中频和镜频，因此加在二极管上的电压除直流电压U0外，还有如图4-4所示的四种电压1818第四章 微波频率变换电路图4-4混频二极管上的电压1919第四章 微波频率变换电路这里中频电压uIF和镜频电压ui取负号，因为它们是电流i流过中频电阻和镜频电阻产生的电压降反加到二极管上，又因为它们是本振电压和信号电压差拍所产生的，根据三角函数相乘的变换关系，它们应和信号电压取同样的函数形式。在这些电压中，信号、中频、镜频电压幅度都很小，而本振是大信号，它和直流电压决定二极管工作点。2020第四章 微波频率变换电路由图4-4可以
8、看出，流过二极管的电流i可以写成如下表达式(4-9)2121第四章 微波频率变换电路从上式中取出信号频率、中频、镜频的电流，并将它们写成复电流形式，分别为(4-10)式中，中频电流和镜频电流前面加上负号，因为它们实际上是流向负载的电流，与假定流向网络的电流相反(如图4-5所示)。2222第四章 微波频率变换电路图4-5电阻性混频器的等效电路2323第四章 微波频率变换电路2.混频器的变频损耗变频损耗的定义是输入到二极管的微波资用功率与二极管输出中频资用功率之比，即(4-11)2424第四章 微波频率变换电路1)净变频损耗La 由于混频器等效电路是一个三端口网络，变频损耗虽然是表示信号端口与中频
9、端口之间的传输关系，但是它与镜频端口的负载阻抗有关，在这里我们讨论三种常用的情况。第一种情况，镜频短路，即Gi=，也就是Ri=0。在这种情况下我们把图4-5简化为图4-6(a)和图4-6(b)的两端口网络，根据电路理论可以求出图4-6(b)等效电流源的电流Ie和等效内电导Ge，从而求出信号源输出的资用功率PSa和输出的中频资用功率PIFa，由此可以计算出镜频短路时的净变频损耗La。2525第四章 微波频率变换电路图4-6镜频短路混频器的等效电路2626第四章 微波频率变换电路信号源输出资用功率为等效电流源的电流为等效电流源的内电导为2727第四章 微波频率变换电路于是混频器输出的中频资用功率为
10、故镜频短路混频器的变频损耗为 (4-12)2828第四章 微波频率变换电路镜频短路混频器的变频损耗是源负载GS的函数，调整GS可使镜频短路混频器的变频损耗L1最小，为此令即可求出L1最小时最佳源导纳GS1和所对应的中频负载电导GIF1。(4-13)2929第四章 微波频率变换电路第二种情况，镜频匹配，即Gi=GS，也就是Ri=RS。按照同样的方法可以求出镜频匹配时最小的变频损耗L2和相应的源电导GS2以及中频电导GIF2。(4-14)3030第四章 微波频率变换电路第三种情况，镜频开路，即Gi=0，也就是Ri=。按照同样的方法可以求出镜频匹配时最小的变频损耗L3和相应的源电导GS3以及中频电导
11、GIF3。(4-15)3131第四章 微波频率变换电路由上述的分析可以看出变频损耗都是时变电导的函数，而时变电导又是本振功率的函数，图4-7给出时变电导随本振功率变化而变化的规律，由图看出镜频短路的变频损耗L1、镜频匹配的变频损耗L2、镜频开路的变频损耗L3均随本振功率的增加而减小，但不是本振功率越大越好，而存在一个最佳本振功率，超过最佳本振功率则变频损耗就会增加。其中镜频开路变频损耗最小，其次是镜频短路，而镜频匹配变频损耗最大。原因是镜频开路时，流过混频二极管的镜频电流分量最小，从而消除了它在镜频负载上和混频二极管非线性结电阻上的损耗；镜频短路没有克服镜频电流在结电阻上的损耗；而镜频匹配有一
12、半的功率消耗在镜频负载上。镜频匹配混频器是宽频带的，在射电望远镜和一些宽频带电子设备中，获得广泛的应用。3232第四章 微波频率变换电路图4-7变频损耗与本振电压幅度的关系3333第四章 微波频率变换电路2)结变频损耗Lj结变频损耗只考虑了结电阻Rj的作用，实际上混频二极管所有的参数都会影响变频损耗，经分析结变频损耗为(4-16)3434第四章 微波频率变换电路3)失配变频损耗Lr 混频器输入端、输出端不匹配会引起信号功率、中频功率的损耗。(4-17)总的变频损耗为 (4-18)3535第四章 微波频率变换电路3.混频器的噪声系数我们知道一个接收系统接收信号质量的好坏不仅取决于信号的大小，还取
13、决于噪声的强弱。在微波波段，噪声的主要来源是系统的内部噪声。为了描述线性系统内部噪声的影响，人们引入了噪声系数的概念。混频器噪声系数的定义是输入输出信噪比之比，即(4-19)3636第四章 微波频率变换电路噪声系数表征了网络内部噪声使得信噪比变坏的程度。显然，如果网络内部没有噪声，则输入端的信噪比与输出端的信噪比相同，噪声系数等于1。由式(4-19)得知混频器的噪声系数为3737第四章 微波频率变换电路1)镜频开路或镜频短路混频器的噪声系数镜频开路或镜频短路混频器可以等效为图4-8(a)所示的两端口网络，图中混频二极管等效成衰减为Lm的无源网络，其温度为tdT0(td是混频二极管的噪声温度比)
14、。首先假定混频器处于标准温度T0下，则总的输出噪声功率为(4-20)3838第四章 微波频率变换电路图4-8混频器的噪声等效电路(a)镜频开路或镜频短路混频器；(b)镜频匹配混频器3939第四章 微波频率变换电路上式的第一项是输入端的源电阻产生的噪声功率经衰减器衰减后输出的噪声功率，第二项就应该是二级管等效网络所产生的噪声功率。但是二极管等效网络应处于温度tdT0，所以第二项中的T0应该用tdT0代替，由此可得混频器总的输出噪声功率为(4-21)4040第四章 微波频率变换电路我们将Noa等效为温度为Tm的电阻所产生的噪声功率，即并且定义混频器的噪声温度比tm(4-22)4141第四章 微波频
15、率变换电路将式(4-21)代入式(4-22)，便可得到镜频开路或镜频短路混频器的噪声温度比tm1(4-23)镜频开路或镜频短路混频器的噪声系数为(4-24)对于肖特基二极管td1，则混频器的噪声系数为FLm。4242第四章 微波频率变换电路2)镜频匹配混频器的噪声系数 镜频匹配混频器等效为三端口网络如图4-8(b)所示。假定混频器处于标准温度T0下，则总的输出噪声功率为4343第四章 微波频率变换电路上式的第一项为两个输入端的源电阻产生的噪声功率经衰减器衰减后输出的噪声功率(这里假定信号频率和镜像频率对中频来讲具有相同的变频损耗)，第二项应该是二极管等效网络所产生的噪声功率，应注意这里的变频损
16、耗是镜频匹配时的变频损耗。但是二极管等效网络应处于温度tdT0，所以第二项中的T0应该用tdT0代替，由此可得混频器总的输出噪声功率为(4-25)4444第四章 微波频率变换电路镜频匹配混频器的噪声温度比tm2(4-26)镜频匹配混频器的噪声系数与其使用方式有关，这里可以分为两种情况。4545第四章 微波频率变换电路一种情况是信号只存在信号通道，而镜频通道没有信号是空闲的，这样的混频器称为单通道镜频匹配混频器。如雷达、通信、电子侦察等大多数接收机中的混频器都是如此。另一种情况是信号在两个通道同时存在，即信号通道和镜频通道都有信号，这样的混频器称为双通道镜频匹配混频器，如天文射电望远镜和微波辐射
17、计中的混频器。在这两种情况下，混频器输出总的噪声功率是相同的，如式(4-25)所给出的表达式。但是伴随信号输入的噪声功率不同，因此噪声系数也就不同。4646第四章 微波频率变换电路对于单通道混频器，信号只存在一个通道(信号通道)，输入端只能算一个，因此输入的噪声功率为利用式(4-25)就可以得到单通道镜频匹配混频器的噪声系数，用F(SSB)表示。(4-27)4747第四章 微波频率变换电路对于双通道混频器，信号存在两个通道(信号通道和镜频通道)，因此输入的噪声功率为其噪声系数为(4-28)4848第四章 微波频率变换电路4.1.3微波参量混频器的分析在电阻性混频器的分析中，假设理想混频二极管在
18、强本振激励下呈现时变电导(电阻)特性，而把耗尽层电容看成常数，不起混频作用，当成寄生参数，这对频率较低时是有效的。但当频率较高时耗尽层电容的非线性作用不但不能忽略，而且要产生参量混频。因此，严格来讲肖特基势垒二极管混频器是电阻性混频和参量混频的组合，整个频域分析应包含这两种混频的作用。4949第四章 微波频率变换电路在强本振的激励下，理想二极管上的电压为理想二极管的时变电导为(4-29)5050第四章 微波频率变换电路理想二极管的结电容为(4-30)上式在U0+UPj时耗尽层消失，二极管导通，成为一个很小的电阻。5151第四章 微波频率变换电路将g(t)和Cj(t)在本振的周期内展开成傅立叶级
19、数(4-31)5252第四章 微波频率变换电路式中gk和Ck是傅立叶系数，若g(t)和Cj(t)是t的偶函数，则有gk=gk，Ck=Ck。必须注意，在U0+UPj则在Ud=j处结电容Cj(t)趋于无限大，此处是一个奇异点。为了消除这个奇异点，可在Ud=0.8j的Cj(t)曲线上的P点作一切线交Ud=j直线上M点，该点的电容为Cmax，用此点的电容取代无限大值，这样我们展开如图4-9所示的Cj(t)曲线，即可得到Cj(t)的级数表达式。5353第四章 微波频率变换电路图4-9C(U)奇异点的消除5454第四章 微波频率变换电路当微波小信号电压uS=US cosSt作用到二极管上，且USUP，则二
20、极管上大信号本振频率电流和电压的各次谐波，都受到微波小信号电压的扰动，变为 (4-32)5555第四章 微波频率变换电路式中：n=nP+if，m=mP+if，if=SP，if是混频后产生的中频。同时id(t)与ud(t)的关系为上式的通项可以写成(4-33)5656第四章 微波频率变换电路欲使上式成立，必须于是(4-33)式变为(4-34)5757第四章 微波频率变换电路式中：Yn-m=gn-m+jnCn-m，(n=0，1，2，3)。再将上式写成矩阵形式，可得(4-35)或写成5858第四章 微波频率变换电路其中：I和U为无限列阵，Y为无限方阵，称为多频变换导纳矩阵。在实际应用中，只有截取有限
21、项，才能进行计算。若取5项，则Y称为五频矩阵，通常取三项，称为三频矩阵。即n=0，n=1。n=1，n=1=P+if=S为信号频率。n=0，n=0=if为中频频率。n=1，n=-1=(Pif)=i为镜频频率的共轭量。5959第四章 微波频率变换电路于是，三频变换导纳矩阵为(4-36)利用三频变换导纳矩阵方程可以计算二极管混频特性以及对外电路的要求。6060第四章 微波频率变换电路为了应用三频变换导纳矩阵来计算肖特基势垒二极管混频器的净变频损耗，我们先将三频变换导纳矩阵用一个三端口网络导纳矩阵表示，如图4-10所示。图中Y是三频变换导纳矩阵，可写成6161第四章 微波频率变换电路图4-10三频混频
22、器原理网络6262第四章 微波频率变换电路将图4-10的三端口网络化成图 4-11所示的微波信号和中频信号的双端口网络，其双端口网络的导纳矩阵为(4-37)式中：这里Yi是镜频电路的负载导纳，Yi=0，是镜频开路；Yi=,是镜频短路；Yi=YS，是镜频匹配。6363第四章 微波频率变换电路净变频损耗的定义为由此可得 (4-38)6464第四章 微波频率变换电路考虑到解上述方程可得(4-39)6565第四章 微波频率变换电路又因为(4-40)将(4-38)式和(4-39)式代入(4-37)式，可得(4-41)6666第四章 微波频率变换电路在所需频带内，优化信号负载导纳、中频负载导纳和镜频负载导
23、纳，可以使得变频损耗达到最小，这样来确定信号负载导纳、中频负载导纳和镜频负载导纳。已知混频器的净变频损耗后，混频器的变频损耗即可求出。混频器的变频损耗为Lm=La+Lb+Lc+Ld(dB)(4-42)已知变频损耗后，就可以按照前面的分析方法，求出混频器的噪声系数。6767第四章 微波频率变换电路4.1.4采用谐波平衡法分析微波混频器应用谐波平衡法分析混频器时，首先采用数值分析求出二极管上的非线性电压和电流，再利用小信号理论计算出混频器的多频变换矩阵，最后利用优化方法设计出混频器电路。应用谐波平衡法分析混频器时，将混频器电路分解成线性子网络和非线性子网络，如图4-12所示。图中非线性子网络只含有
24、理想二极管，线性子网络包含寄生元件和输入输出电路以及偏置电路和本振源。6868第四章 微波频率变换电路图4-12混频器电路的分解6969第四章 微波频率变换电路二极管的端电压为ud(t)，流过二极管的电流id(t)，在时域中两者之间的关系为(4-43)其中7070第四章 微波频率变换电路计算出二极管的电压ud(t)和电流id(t)后，应用g(t)和Cj(t)的公式，由FFT计算出时变电导和时变电容(4-44)7171第四章 微波频率变换电路在图4-13中给出了混频器小信号三频变换电路，图中含有1=S为信号频率，0=if为中频频率，-1=-i为镜频频率的共轭量等三个频率，其频率矩阵为7272第四
25、章 微波频率变换电路图 4-13混频器三频变换电路7373第四章 微波频率变换电路电导矩阵和电容矩阵为于是二极管的三频变换导纳矩阵为 Y=G+jC (4-45)7474第四章 微波频率变换电路三频变换源阻抗矩阵和负载阻抗矩阵为三频变换电压列阵和电流列阵为7575第四章 微波频率变换电路应用普通单频电路的串并联方法，可以计算出各电压电流矩阵，因为7676第四章 微波频率变换电路混频器的变频损耗为(4-46)这里(Zt)1-0是Zt矩阵第一行第二列元素。7777第四章 微波频率变换电路由图4-14可知，信号源的输入电路如图4-14(a)所示，图中Zin是三频输入阻抗矩阵，应为(4-47)而图4-1
26、4(b)中三频输出阻抗矩阵Zout为(4-48)设计时应使输入电路中尽量没有中频和镜频电流，输出电路尽量没有信号频率电流和镜频电流，然后再取共轭匹配。7878第四章 微波频率变换电路图4-14混频器多频输入输出电路(a)输入电路；(b)输出电路7979第四章 微波频率变换电路4.2微波混频器电路的设计微波混频器广泛应用于各个领域，因此种类繁多，电路形式也是各种各样，但是都应包含五个部分，如图4-15所示。8080第四章 微波频率变换电路图4-15混频器电路的组成框图8181第四章 微波频率变换电路微波混频器主要的技术指标是：(1)信号频率范围；(2)本振频率范围；(3)中频频率范围；(4)信号
27、端口与本振端口之间的隔离度；(5)信号端口与中频端口之间的隔离度；(6)本振端口与中频端口之间的隔离度；(7)混频器的变频损耗以及在频带内的波纹；(8)混频器的噪声系数以及在频带内的波纹；(9)混频器的动态范围。8282第四章 微波频率变换电路4.2.1单端混频器电路单端混频器是一种最简单的混频电路，其中只包含一个混频二极管。图4-16给出一个广泛应用的微带单端混频器。8383第四章 微波频率变换电路图4-16微带单端混频器8484第四章 微波频率变换电路由图可见，除混频二极管外，混频电路由以下几部分组成，其各部分功能是：(1)混合电路(2)阻抗变换器(3)中频滤波器(4)偏置回路(5)混频二
28、极管 8585第四章 微波频率变换电路单端混频器电路比较简单，制作成本低，广泛使用在要求低成本、混频器性能指标要求不高的场合。但是单端混频器性能较差，其主要缺点是：(1)要求本振功率大(2)单端混频器的噪声系数大(3)单端混频器输出的频谱特性差 8686第四章 微波频率变换电路图 4-17给出了一个在矩形波导中全金属平面电路单端混频器的示意图。它的电路完全刻在一块金属薄片上，而金属薄片紧紧夹在矩形波导E面中央。8787第四章 微波频率变换电路图4-17矩形波导中金属平面电路单端混频器8888第四章 微波频率变换电路4.2.2平衡混频器的理论分析图4-18给出了平衡混频器的等效电路，该混频器是由
29、一对性能完全相同的肖特基势垒二极管进行平衡连接，这两个二极管对本振信号而言，为反并联，对信号而言为串联，直流偏置由二极管内的整流电流形成小的反偏电压来完成自偏置。8989第四章 微波频率变换电路图4-18平衡混频器的等效电路9090第四章 微波频率变换电路在本振电压uP=UP cosPt的激励下二极管VD1和VD2的电压振幅相同，但由于两个二极管的极性相反，于是两个二极管的的电流和电压分别为(4-49)(4-50)9191第四章 微波频率变换电路如果在端口A上将此平衡结构看成一个等效二极管，则有(4-51)9292第四章 微波频率变换电路如果在端口B上将此平衡结构看成一个等效二极管，则有(4-
30、52)9393第四章 微波频率变换电路由(4-51)式和(4-52)式可知，在端口A上只呈现偶次谐波，而在端口B上只呈现奇次谐波。对于偶次谐波(端口A)可以得到(4-53)对于奇次谐波(端口B)可以得到(4-54)9494第四章 微波频率变换电路当有小信号微波电压US cosSt由端口A作用到二极管上，且USP，则IF=SP为中频；若Sl的限制。160160第四章 微波频率变换电路图4-32传输线变压器及其等效电路161161第四章 微波频率变换电路图4-33给出用于传输线变压器的变压器模构成的巴伦。图4-33(a)是两个传输线变压器的初级串联，匹配工作时RL=RS，A点和B点对地的电压都是u
31、1/2(两个相同的变压器)，A点为正，B点为负。图4-33(b)是两个传输线变压器的初级并联，匹配工作时RL=4RS，A点和B点对地的电压都是u1(两个相同的变压器)，A点为正，B点为负。前者是11 阻抗变换巴伦，而后者是41阻抗变换巴伦。162162第四章 微波频率变换电路图4-33变压器模构成巴伦的电路模型163163第四章 微波频率变换电路图4-34给出用于传输线变压器的混合模构成的巴伦。由图可见，上面一个传输线变压器的次级绕组两端都接地，因而没有变压器模电压，是个纯传输线模工作的传输线。下面一个传输线变压器的初级一端接“”极，另一端接地，因此除存在传输线模外，还存在变压器模。在匹配传输
32、时，RS=Z0/2，RL=2Z0。A点和B点对地的电压均为u1，A点为正，B点为负，是个41阻抗变换巴伦。164164第四章 微波频率变换电路图4-34混合模构成巴伦的电路模型165165第四章 微波频率变换电路(2)传输线变压器巴伦双平衡混频器。图4-35给出传输线变压器巴伦双平衡混频器结构示意图。这种双平衡混频器由两个传输线巴伦和混频二极管桥路组成，传输线变压器除了具有平衡不平衡转换功能外，还具有阻抗变换作用。这种双平衡混频器是一种宽带混频器，其带宽从几十MHz到3 GHz，目前市场上已有产品可售。166166第四章 微波频率变换电路图4-35传输线变压器巴伦双平衡混频器电路结构示意图16
33、7167第四章 微波频率变换电路(3)传输型巴伦双平衡混频器。图4-36给出了传输型巴伦双平衡混频器电路结构示意图，它由两个传输型巴伦、一个混频二极管桥以及中频输出电路组成。传输型巴伦是一个渐变平行耦合线巴伦，采用宽边耦合，故要用双面微带线制作，图中实线表示为正面，虚线表示为背面。渐变平行耦合线巴伦的带宽可达到十几个倍频程以上，采用这种类型的巴伦可以设计制作118 GHz宽带混频器。168168第四章 微波频率变换电路图4-36传输型巴伦双平衡混频器电路结构示意图169169第四章 微波频率变换电路图4-37给出了均匀耦合线巴伦双平衡混频器电路结构示意图，采用窄边耦合或交错耦合，可用单面微带线
34、或双面微带线来设计和制作，均匀耦合线巴伦带宽较窄，一般在一个倍频程左右。170170第四章 微波频率变换电路图4-37均匀耦合线巴伦双平衡混频器电路结构示意图171171第四章 微波频率变换电路分析这类平衡混频器的方法可以采用两步法。第一步先将信号端电源短路，得到如图4-38(a)本振大信号激励电路，按照4.1.3节和4.2.2节的方法计算出各个二极管的时变电导g1(t)和g2(t)，并可估算出本振阻抗为1/g0。172172第四章 微波频率变换电路这里二极管的电流、电压以及时变电导为 (4-102)173173第四章 微波频率变换电路图4-38分析双平衡混频器的等效电路(a)大信号激励等效电
35、路；(b)小信号时变等效电路174174第四章 微波频率变换电路第二步是把本振激励的二极管看成是时变电导，短路本振电压，得到如图4-38(b)所示的电路。如果我们只考虑1、0、-1(1是信号频率、0是中频频率、-1是镜像频率的负值)三个频率分量，则图4-38(b)等效电路可以变成如图4-28三频变换矩阵电路，其中(4-103)(4-104)175175第四章 微波频率变换电路(4-105)(4-106)176176第四章 微波频率变换电路但是此时I1=I4、I2=I3、U1=U4、U2=U3，这时由三频变换矩阵电路可得(4-107)177177第四章 微波频率变换电路与分析平衡混频器一样，可以
36、得到双平衡混频器的净变频损耗为(4-108)在最佳ZS和ZL以及最佳本振功率的条件下，其最小的净变频损耗为(4-109)这与平衡混频器的净变频损耗一样，因此双平衡混频器不能改善混频噪声。178178第四章 微波频率变换电路4.2.5镜频回收混频器1.平衡式镜频回收混频器图4-39给出了平衡式镜频回收混频器原理图。它由两个性能完全一致的混频器、一个90度微波电桥、一个90度中频电桥组成。输入信号功率经过功率分配器等幅同相加到两个混频器的信号输入端口，本振功率经过微波90度电桥等幅相差90度加到混频器两个混频器的本振输入端口。两个混频器输出的中频信号经过中频90度电桥合成输出。该电路没有镜频抑制滤
37、波器，因而避免了频带窄和对信号存在插入损耗的缺点。为了消除本振引入的噪声，混频器可以采用平衡混频器。为了便于分析，我们假定混频器均为单端混频器。179179第四章 微波频率变换电路图4-39平衡式镜频回收混频器原理图180180第四章 微波频率变换电路1)平衡式镜频回收混频器的工作原理由于信号是等幅同相加到两个混频器的信号端口，所以两个混频器的信号电压为(4-110)本振是等幅相差90度加到两个混频器的本振端口，所以两个混频器的本振电压为(4-111)181181第四章 微波频率变换电路两个混频器的时变电导分别为 (4-112)182182第四章 微波频率变换电路两个混频器产生的中频电流分别为
38、 (4-113)经过中频电桥后中频电流输出为 (4-114)183183第四章 微波频率变换电路2)对外来的镜频干扰的抑制作用由于外来的镜频干扰信号也是等幅同相加到两个混频器的信号端口，设镜频干扰信号的频率为R=S2IF，镜频干扰信号的电压为(4-115)经过混频器后所产生的干扰中频电流分别为 (4-116)184184第四章 微波频率变换电路3)对镜频信号的回收作用混频器内部产生的镜频是由信号的基波与本振的二次谐波差拍产生的。由于加到两个混频器的本振电压相位差/2，故时变电导的二次谐波恰好反相。而信号电压是等幅同相加到两个混频器的，因而混频后产生的镜频电流也是反相的。(4-117)18518
39、5第四章 微波频率变换电路这两个镜频电流经过功率分配器流向功率分配器输入端A点，由于所走的距离相同，到达A点后两个镜频电流仍然反相(相当于等效的镜频开路点)，此时镜频能量不能进入信号源，而继续向另一个混频器传输，为该混频器回收。这样在A点到两个混频器的传输线上，存在两个混频器所产生镜频电流的叠加形成驻波，因此可以看成各自镜频电流在A点被反射回来一样，故可设两个镜频电压分别为(4-118)186186第四章 微波频率变换电路它们分别与各自的本振电压基波分量再次混频，得到中频电流为(4-119)经过中频电桥后中频电流输出为 (4-120)从而实现镜频回收的目的。187187第四章 微波频率变换电路
40、2.单二极管桥镜频回收混频器上面我们介绍了平衡式镜频回收混频器的基本原理，实现镜频回收和镜频抑制还可以采用二极管桥来实现。图4-40给出了单二极管桥镜频回收混频器。188188第四章 微波频率变换电路图4-40单二极管桥镜频回收混频器(a)镜频回收双平衡混频器；(b)混频二极管桥189189第四章 微波频率变换电路分析单二极管桥镜频回收混频器的方法仍可以采用两步法。第一步先将信号端短路，则本振大信号激励电路如图4-40(b)所示，图中的电流以及时变电导为(4-121)190190第四章 微波频率变换电路 (4-121)191191第四章 微波频率变换电路第二步是在微波小信号的作用下对时变电路进
41、行分析。图4-41给出了这个时变电路，此电路中各二极管上的电流与电压的关系为 (4-122)192192第四章 微波频率变换电路图4-41微波小信号时变电路193193第四章 微波频率变换电路式中n=nPIF，带“”的量表示复数,其相位可参照电流表达式来确定。我们取n=0,n=1。n=1，n=1=P+IF=S为信号频率。n=0，n=0=IF为中频频率。n=1，n=-1=(PIF)=i为镜频频率的共轭量。于是可以得到三频变换矩阵为(4-123)194194第四章 微波频率变换电路各电压矩阵与电流矩阵具有相同的形式，而时变电导矩阵为(4-124)195195第四章 微波频率变换电路于是信号端口A上
42、电流和电压为(4-125)196196第四章 微波频率变换电路由此可见，在信号端口上没有镜频电流和电压，因此源阻抗ZS上不会消耗镜频功率，从而得到了镜频回收。另外，在中频端口B上有(4-126)在中频电路中将镜频分量滤除，则有两个相位差90度的中频输出(双中频输出)，若再用90度中频电桥将其合成起来，即可得到单中频输出。197197第四章 微波频率变换电路计算这类混频器的变频损耗时，仍可采用计算双平衡混频器净变频损耗的方法，此时镜频阻抗为零，可以得到(4-127)在最佳ZS和ZL以及最佳本振功率的条件下，其最小的净变频损耗为(4-128)198198第四章 微波频率变换电路3.双二极管桥镜频回
43、收混频器单二极管桥镜频回收混频器的主要缺陷是信号巴伦要有本振通路，从而影响了带宽和变频损耗。改进的方法是采用双二极管桥提供本振通道。图4-42给出了一个用两个二极管桥构成的双平衡混频器的结构及其等效电路。199199第四章 微波频率变换电路图4-42双二极管桥镜频回收混频器及其等效电路200200第四章 微波频率变换电路4.2.6谐波混频器接收机中的混频器通常采用的是基波混频，这是因为基波的能量占了总能量的绝大部分，因而可以得到较小的变频损耗。然而，随着频率的增加，进入微波波段，特别是在毫米波波段，稳定可靠的本振源要么难以实现，要么价格特别昂贵，因此，提出了谐波混频器的概念。所谓的谐波混频器就
44、是用低本振频率的高次谐波与信号频率相混频，产生所需要的中频。设本振频率为P，其中频为IF，若取N次谐波混频，则有IF=SNP(4-129)201201第四章 微波频率变换电路分析谐波混频器的方法可用频域法，也可以采用谐波平衡法。不论哪种方法，首先要计算本振激励二极管电流和电压的各次谐波，得到二极管的时变电导和时变电容(4-130)在微波小信号电压US cosSt的作用下，二极管上的电流与电压的关系为(4-131)202202第四章 微波频率变换电路式中，n=nP+IF，m=mP+IF。对于N次谐波混频器，取n=N，则S=NP+IF，由于我们只考虑信号频率N、中频频率0和镜频频率-N，故三频变换
45、矩阵方程为(4-132)求出三频变换导纳矩阵，我们就可以像基波混频器那样，把它化成信号和中频双端口网络，从而计算出变频损耗，设计出混频电路。203203第四章 微波频率变换电路对于谐波混频器的分析，我们可以知道：(1)若取N次谐波混频，g(t)和C(t)的谐波表示式要计算到4N项以上，显然用谐波平衡法计算量太大，不易得到精确的结果。但是用频域法只计算九个参数，显然计算工作量要少得多。(2)为了使谐波混频器具有良好的性能，应使得不需要的谐波分量尽量小，这除了适当设计电路外，还应适当选择或组合肖特基二极管。204204第四章 微波频率变换电路如果采用普通指数型二极管进行谐波混频时，其特性是(4-1
46、33)205205第四章 微波频率变换电路由此可知，g(t)含有本振的各次谐波分量，若将两个指数型二极管采取反并联连接，如图4-43所示，在两个二极管上加大信号(本振信号)电压，则反并联二极管上总的电流和电压为(4-134)206206第四章 微波频率变换电路图4-43反并联二极管207207第四章 微波频率变换电路式中k为奇数，即反并联二极管端口上只存在本振的奇次谐波。此时二极管VD1和VD2的时变电导和时变电容为 (4-135)208208第四章 微波频率变换电路由图4-43可知，当在端口上再加小信号射频电压，则端口上的电流和电压变为(4-136)式中，m和n都是偶数。再由反并联混频电路得
47、(4-137)209209第四章 微波频率变换电路将上式中各量用傅里叶级数展开得(4-138)由此得知n=m+kP，k=nm，故上式通项为(4-139)210210第四章 微波频率变换电路其三频变换导纳方程为(取n=N，0，N)(4-140)211211第四章 微波频率变换电路(3)在设计谐波混频器电路时，利用谐振电路来增强混频所用的谐波分量，对改善混频器的性能也是有帮助的。图4-44 给出了一个微波信号中心频率为29.6 GHz，3 dB带宽为3 GHz，中频频率为30 MHz60 MHz的四次谐波混频器电路示意图。为了各个端口间的隔离，这里需要多个滤波器，包括用于中频通路的低通滤波器和用于
48、射频通路的带通滤波器。其滤波器的作用是：212212第四章 微波频率变换电路图4-44谐波混频器电路示意图213213第四章 微波频率变换电路4.3微波倍频器电路的分析和设计4.3.1微波变容二极管和阶跃恢复二极管特性分析1.变容二极管变容二极管是一种半导体二极管，它可以用做可变电抗元件。这种可变电抗特性是由于二极管耗尽层电容所加电压(直流电压或微波电压)变化而得出的。当外加负偏压时，外加偏压的方向与势垒电压的方向相同，载流子耗尽，耗尽层加宽，结电容减小。当外加正偏压时，外加偏压的方向与势垒电压的方向反相，耗尽层变窄，结电容加大。214214第四章 微波频率变换电路因此结电容随外加电压而变化，
49、结电容Cj(u)和外加电压的关系可表示为(4-141)式中：Cj(0)为零偏压时的结电容，n为一个系数，它的大小取决于半导体中掺杂浓度的分布状态。对于突变结n=1/2，对于线性缓变结n=1/3。215215第四章 微波频率变换电路图4-45(a)给出了变容二极管结电容的特性和它的伏安特性。在正向偏置的条件下，电流基本上按指数规律随电压增大而增大；在反向偏置的条件下，反向电流处于饱和状态，当反向电压等于二极管的击穿电压UB时反向电流急剧增加，产生雪崩效应。为了避免出现这种效应，通常变容二极管工作电压限制在UB和f之间，即216216第四章 微波频率变换电路图4-45变容二极管的特性、等效电路及加
50、电压后结电容的变化(a)变容二极管的特性；(b)等效电路；(c)加电压后结电容的变化217217第四章 微波频率变换电路图4-45(b)给出了封装变容二极管的等效电路，图中虚线方框内是管芯的等效电路，其余为寄生元件。Cj(u)为结电容，Rj为结电阻，它们均是外加偏压的函数，LS是引线电感，CP是封装电容，RS是串联电阻。当变容二极管两端加上电压u(t)=U0+US cosSt时，结电容应为(4-142)218218第四章 微波频率变换电路式中C(U0)=C(0)(1+U0/f)-n是直流偏压U0时的结电容。上式是时间t的函数，故可以展开成傅立叶级数(4-143)219219第四章 微波频率变换
