《现代通信原理与技术》课件第9章.pptx

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1、第 9-章现代数字调制解调技术第 9章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术9.1 正交振幅调制正交振幅调制(QAM)9.1.1 MQAM 调制原理调制原理正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制,利用这种已调信号在同一带宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。第 9-章现代数字调制解调技术正交振幅调制信号的一般表示式为式中,An 是基带信号幅度,g(t-nTs)是宽度为 Ts 的单个基带信号波形。式(9.1 1)还可以变换为正交表示形式:第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术QAM 信号

2、调制原理图如图9-1所示。图中,输入的二进制序列经过串/并变换器输出速率减半的两路并行序列,再分别经过2电平到L 电平的变换,形成L 电平的基带信号。为了抑制已调信号的带外辐射,该L 电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器,形成 X(t)和Y(t),再分别对同相载波和正交载波相乘。最后将两路信号相加即可得到 QAM 信号。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-1 QAM 信号调制原理图第 9-章现代数字调制解调技术信号矢量端点的分布图称为星座图。通常,可以用星座图来描述 QAM 信号的信号空间分布状态。对于 M=16的16QAM 来说,有多种分布形式的信号星座图。两种具有代表意义的

3、信号星座图如图 9-2 所示。在图 9-2(a)中,信号点的分布成方型,故称为方型 16QAM 星座,也称为标准型16QAM。在图 9-2(b)中,信号点的分布成星型,故称为星型16QAM 星座。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-2 16QAM 的星座图第 9-章现代数字调制解调技术若信号点之间的最小距离为2A,且所有信号点等概率出现,则平均发射信号功率为对于方型16QAM,信号平均功率为第 9-章现代数字调制解调技术对于星型16QAM,信号平均功率为两者功率相差1.4dB。另外,两者的星座结构也有重要的差别。一是星型16QAM 只有两个振幅值,而方型16QAM 有三种振幅值;二

4、是星型16QAM 只有8种相位值,而方型 16QAM 有12种相位值。这两点使得在衰落信道中,星型16QAM 比方型16QAM 更具有吸引力。第 9-章现代数字调制解调技术M=4,16,32,256时 MQAM 信号的星座图如图 9-3 所示。其中,M=4,16,64,256时星座图为矩形,而 M=32,128时星座图为十字形。前者 M 为2的偶次方,即每个符号携带偶数个比特信息;后者 M 为2的奇次方,即每个符号携带奇数个比特信息。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-3 MQAM 信号的星座图第 9-章现代数字调制解调技术若已调信号的最大幅度为1,则 MPSK 信号星座图

5、上信号点间的最小距离为而 MQAM 信号矩形星座图上信号点间的最小距离为式中,L 为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数,M=L2。第 9-章现代数字调制解调技术由式(9.1 6)和(9.1 7)可以看出,当 M=4时,d4PSK=d4QAM,实际上,4PSK 和 4QAM 的星座图相同。当 M=16时,d16QAM=0.47,而d16PSK=0.39,d16PSK d16QAM。这表明,16QAM 系统的抗干扰能力优于16PSK。第 9-章现代数字调制解调技术9.1.2 MQAM 解调原理解调原理 MQAM 信号同样可以采用正交相干解调方法,其解调器原理图如图9-4所示。解调

6、器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘后,经过低通滤波输出两路多电平基带信号 X(t)和Y(t)。多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测,再经L 电平到2电平转换和并/串变换器最终输出二进制数据。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-4 MQAM 信号相干解调原理图第 9-章现代数字调制解调技术9.1.3 MQAM 抗噪声性能抗噪声性能对于方型 QAM,可以看成是由两个相互正交且独立的多电平 ASK 信号叠加而成。因此,利用多电平信号误码率的分析方法,可得到 M 进制 QAM 的误码率为式中,M=L2,Eb 为每比特码元能量,n0 为噪声单边功率谱密度。图9-5给出了 M 进制

7、方形 QAM 的误码率曲线。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-5 M 进制方型 QAM 的误码率曲线第 9-章现代数字调制解调技术9.2 最小移频键控最小移频键控(MSK)9.2.1 MSK 的基本原理的基本原理MSK 是恒定包络连续相位频率调制,其信号的表示式为其中第 9-章现代数字调制解调技术令则式(9.2 1)可表示为第 9-章现代数字调制解调技术式中,k(t)称为附加相位函数;c 为载波角频率;Ts 为码元宽度;ak 为第k 个输入码元,取值为1;k 为第k 个码元的相位常数,在时间kTst(k+1)Ts 中保持不变,其作用是保证在t=kTs 时刻信号相位连续。第 9-

8、章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-6 MSK 信号的时间波形第 9-章现代数字调制解调技术对第k 个码元的相位常数k 的选择应保证 MSK 信号相位在码元转换时刻是连续的。根据这一要求,由式(9.2 2)可以得到相位约束条件为第 9-章现代数字调制解调技术式中,若取k 的初始参考值0=0,则上式即反映了 MSK 信号前后码元区间的相位约束关系,表明 MSK 信号在第k 个码元的相位常数不仅与当前码元的取值ak 有关,而且还与前一码元的取值ak-1及相位常数 k-1有关。第 9-章现代数字调制解

9、调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-7 附加相位函数k(t)的波形图第 9-章现代数字调制解调技术对于各种可能的输入信号序列,k(t)的所有可能路径如图 9-8 所示,它是一个从-2到+2的网格图。图 9-8 MSK 的相位网格图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术下面我们简要讨论一下 MSK 信号的功率谱。对于由式(9.2 1)定义的 MSK 信号,其单边功率谱密度可表示为根据式(9.2 16)画出 MSK 信号的功率谱如图 9-9-所示。为了便于比较,图中还画出了2PSK 信号的功率谱。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-9-MSK 信号的归一

10、化功率谱第 9-章现代数字调制解调技术由图 9-9-可以看出,与2PSK 相比,MSK 信号的功率谱更加紧凑,其第一个零点出现在0.75/Ts 处,而2PSK 的第一个零点出现在1/Ts 处。这表明,MSK 信号功率谱的主瓣所占的频带宽度比2PSK 信号的窄;当(f-fc)时,MSK 的功率谱以(f-fc)-4的速率衰减,它要比2PSK 的衰减速率快得多,因此对邻道的干扰也较小。第 9-章现代数字调制解调技术9.2.2 MSK 调制解调原理调制解调原理由 MSK 信号的一般表示式(9.2 3)可得第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制

11、解调技术图 9-10 MSK 信号调制器原理图第 9-章现代数字调制解调技术MSK 信号属于数字频率调制信号,因此可以采用一般鉴频器方式进行解调,其原理图如图 9-11 所示。鉴频器解调方式结构简单,容易实现。图 9-11 MSK 鉴频器解调原理图第 9-章现代数字调制解调技术由于 MSK 信号调制指数较小,采用一般鉴频器方式进行解调误码率性能不太好,因此在对误码率有较高要求时大多采用相干解调方式。图 9-12 是 MSK 信号相干解调器原理图,其由相干载波提取和相干解调两部分组成。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-12 MSK 信号相干解调器原理图第 9-章现代数字调制解调

12、技术9.2.3 MSK 的性能的性能设信道特性为恒参信道,噪声为加性高斯白噪声,MSK 解调器输入信号与噪声的合成波为式中是均值为0,方差为2 的窄带高斯噪声。第 9-章现代数字调制解调技术经过相乘、低通滤波和抽样后,在t=2kTs 时刻I 支路的样值为在t=(2k+1)Ts 时刻Q 支路的样值为第 9-章现代数字调制解调技术式中,nc 和ns 分别为nc(t)和ns(t)在取样时刻的样本值。在I 支路和Q 支路数据等概率的情况下,各支路的误码率为第 9-章现代数字调制解调技术经过交替门输出和差分译码后,系统的总误比特率为MSK 系统误比特率曲线如图 9-13 所示。由以上分析

13、可以看出,MSK 信号比2PSK 有更高的频谱利用率,并且有更强的抗噪声性能,从而得到了广泛的应用。第 9-章现代数字调制解调技术9.3 高斯最小移频键控高斯最小移频键控(GMSK)9.3.1 GMSK 的基本原理的基本原理 MSK 调制是调制指数为0.5的二进制调频,基带信号为矩形波形。为了压缩 MSK 信号的功率谱,可在 MSK 调制前加入预调制滤波器,对矩形波形进行滤波,得到一种新型的基带波形,使其本身和尽可能高阶的导数都连续,从而得到较好的频谱特性。GMSK(GaussianFilteredMinimum ShiftKeying)调制原理图如图 9-14 所示。第 9-章现代数

14、字调制解调技术图 9-14 GMSK 调制原理图第 9-章现代数字调制解调技术为了有效地抑制 MSK 信号的带外功率辐射,预调制滤波器应具有以下特性:(1)带宽窄并且具有陡峭的截止特性;(2)脉冲响应的过冲较小;(3)滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于/2的相移。其中条件(1)是为了抑制高频分量;条件(2)是为了防止过大的瞬时频偏;条件(3)是为了使调制指数为0.5。第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-15 高斯滤波器的矩形脉冲响应第 9-章现代数字调制解调技术GMSK 信号的表达式为式中,an 为输入数据。第 9-章

15、现代数字调制解调技术高斯滤波器的输出脉冲经 MSK 调制得到 GMSK 信号,其相位路径由脉冲的形状决定。由于高斯滤波后的脉冲无陡峭沿,也无拐点,因此,相位路径得到进一步平滑,如图 9-16 所示。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-16 GMSK 信号的相位路径第 9-章现代数字调制解调技术图 9-17 是通过计算机模拟得到的 GMSK 信号的功率谱。图中,横坐标为归一化频差(f-fc)Tb,纵坐标为功率谱密度,参变量BbTb为高斯低通滤波器的归一化3dB带宽 Bb与码元长度Tb 的乘积。BbTb=的曲线是 MSK 信号的功率谱密度。GMSK 信号的功率谱密度随BbTb 值的减

16、小变得紧凑起来。表 9-1 给出了作为BbTb 函数的 GMSK 信号中包含给定功率百分比的带宽。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-17 GMSK 信号的功率谱密度第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-18 是在不同BbTb 时由频谱分析仪测得的射频输出频谱。可见,测量值与图9-17 所示的计算机模拟结果基本一致。图 9-19-是 GMSK 信号正交相干解调时测得的眼图。可以看出,当BbTb较小时会使基带波形中引入严重的码间干扰,从而降低性能。当BbTb=0.25 时,GMSK 的误码率比 MSK 下降1dB。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-

17、18 不同BbTb 时实测 GMSK 信号射频功率谱第 9-章现代数字调制解调技术图 9-19-GMSK 信号正交相干解调的眼图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-20 PLL型 GMSK 调制器第 9-章现代数字调制解调技术由式(9.3 8),GMSK 信号可以表示为正交形式,即式中第 9-章现代数字调制解调技术由式(9.3 9)和式(9.3 10)可以构成一种波形存储正交调制器,其原理图如图9-21 所示。波形存储正交调制器的优点是避免了复杂的滤波器设计和实现,可以产生具有任何特性的基带脉冲波形和已调信号。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-

18、21 波形存储正交调制器产生 GMSK 信号第 9-章现代数字调制解调技术GMSK 信号也可以采用图 9-22 所示的差分解调器解调。图 9-22(a)是1比特差分解调方案,图 9-22(b)是2比特差分解调方案。图 9-22 GMSK 信号差分解调器原理第 9-章现代数字调制解调技术9.3.3 GMSK 系统的性能系统的性能假设信道为恒参信道,噪声为加性高斯白噪声,其单边功率谱密度为n0。GMSK 信号相干解调的误比特率下界可以表示为第 9-章现代数字调制解调技术式中,dmin为在t1 到t2 之间观察所得的 Hilbert空间中发送数据“1”和“0”对应的复信号 u1(t)和u0

19、(t)之间的最小距离,即在恒参信道,加性高斯白噪声条件下,测得的 GMSK 相干解调误比特率曲线如图 9-23所示。由图可以看出,当BbTb=0.25时,GMSK 的性能仅比 MSK 下降1dB。由于移动通信系统是快速瑞利衰落信道,因此误比特性能要比理想信道下的误比特性能下降很多。具体误比特性能要通过实际测试。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-23 理想信道下 GMSK 相干解调误比特率曲线第 9-章现代数字调制解调技术【例【例 9-1】为了产生BbTb=0.2的 GMSK 信号,当信道数据速率Rb=250kb/s时,试求高斯低通滤波器的3dB带宽。并确定射频信道中99%的功率集中

20、在多大的带宽中?第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术为了抑制已调信号的带外功率辐射,在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路信号k 和Qk 通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器。幅频特性表示式为第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术两个序列ck 和dk 送入差分解码器进行解码,其解码关系为第 9-

21、章现代数字调制解调技术根据表 9-2 和式(9.4 10)就可以得到调制数据,再经过并/串变换即可恢复出发送的数据序列。图 9-26 基带差分检测器原理图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术对于基带差分检测来说,当收发两端存在相位漂移=2fT 时,将会使系统误比特率增加,图 9-28 中给出了不同 fT 时的误比特率曲线。可以看出,当 fT=0.025,即频率偏差为码元速率的2.5%时,在一个码元期间内将产生9的相位差。在误比特率为 10-5时,该相位差将会引起 1

22、dB左右的性能恶化。第 9-章现代数字调制解调技术9.5 OFDM 调调制制前面几节所讨论的数字调制解调方式都是属于串行体制,和串行体制相对应的一种体制是并行体制。它是将高速率的信息数据流经串/并变换,分割为若干路低速率并行数据流,然后每路低速率数据采用一个独立的载波调制并叠加在一起构成发送信号,这种系统也称为多载波传输系统。多载波传输系统原理图如图 9-29-所示。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-29-多载波传输系统原理图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解

23、调技术图 9-30 OFDM 信号频谱结构第 9-章现代数字调制解调技术9.5.2 OFDM 信号调制与解调信号调制与解调 OFDM 信号的产生是基于快速离散傅里叶变换实现的,其产生原理如图 9-31 所示。图中,输入信息速率为 Rb 的二进制数据序列先进行串/并变换。根据 OFDM 符号间隔 Ts,将其分成ct=RbTs 个比特一组。这ct 个比特被分配到N 个子信道上,经过编码后映射为 N 个复数子符号Xk,其中子信道k 对应的子符号Xk 代表bk 个比特,而且第 9-章现代数字调制解调技术图 9-31 OFDM 信号产生原理图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制

24、解调技术OFDM 信号接收端的原理图如图9-32所示,其处理过程与发送端相反。接收端输入 OFDM 信号首先经过下变频变换到基带,A/D 转换、串/并变换后的信号去除循环前缀,再进行2N 点快速离散傅里叶变换(FFT)得到一帧数据。为了对信道失真进行校正,需要对数据进行单抽头或双抽头时域均衡。最后经过译码判决和并/串变换,恢复出发送的二进制数据序列。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-32 OFDM 信号接收原理图第 9-章现代数字调制解调技术为了使信号在IFFT、FFT 前后功率保持不变,DFT 和IDFT 应满足以下关系:第 9-章现代数字调制解调技术在 OFDM 系统中,符号

25、周期、载波间距和子载波数应根据实际应用条件合理选择。符号周期的大小影响载波间距以及编码调制迟延时间。若信号星座固定,则符号周期越长,抗干扰能力越强,但是载波数量和FFT 的规模也越大。各子载波间距的大小也受到载波偏移及相位稳定度的影响。一般选定符号周期时应使信道在一个符号周期内保持稳定。子载波的数量根据信道带宽、数据速率以及符号周期来确定。OFDM 系统采用的调制方式应根据功率及频谱利用率的要求来选择。第 9-章现代数字调制解调技术常用的调制方式有 QPSK 和16QAM 方式。另外,不同的子信道还可以采用不同的调制方式,特性较好的子信道可以采用频谱利用率较高的调制方式,而衰落较

26、大的子信道应选用功率利用率较高的调制方式,这是 OFDM 系统的优点之一。第 9-章现代数字调制解调技术9.5.3 OFDM 系统性能系统性能 1.抗脉冲干扰抗脉冲干扰 OFDM 系统抗脉冲干扰的能力比单载波系统强很多。这是因为对 OFDM 信号的解调是在一个很长的符号周期内积分,从而使脉冲噪声的影响得以分散。事实上,对脉冲干扰有效的抑制作用是最初研究多载波系统的动机之一。提交给 CCITT 的测试报告表明,能够引起多载波系统发生错误的脉冲噪声的门限电平比单载波系统高11dB。第 9-章现代数字调制解调技术2.抗多径传播与衰落抗多径传播与衰落 OFDM 系统把信息分散到许多个载波上

27、,大大降低了各子载波的信号速率,使符号周期比多径迟延长,从而能够减弱多径传播的影响。若再采用保护间隔和时域均衡等措施,可以有效降低符号间干扰。保护间隔原理如图 9-33 所示。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-33 保护间隔原第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-34 OFDM 信号频谱结构第 9-章现代数字调制解调技术设信号采样频率为1/T,则每个子载波信号的采样速率为1/(NT),即载波间距为 1/(NT),若将信号两侧的旁瓣忽略,则频谱宽度为OFDM 的符号速率为第 9-章现代数字调制解调技术比特速率与所采用的调制方式有关,若信号星座点数为

28、M,则比特率为因此,OFDM 的频谱利用率为第 9-章现代数字调制解调技术对于串行系统,当采用 MQAM 调制方式时,频谱利用率为比较式(9.5 16)和式(9.5 17)可以看出,当采用 MQAM 调制方式时,OFDM 系统的频谱利用率比串行系统提高近一倍。第 9-章现代数字调制解调技术9.6 数字化接收技术数字化接收技术理想软件无线电的组成结构如图 9-35 所示,主要由天线、射频前端、宽带 A/D D/A 转换器、通用和专用数字信号处理器及相应软件组成。软件无线电涉及很多通信新技术,本节只讨论其关键技术之一:信号的数字检测技术。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-35 理想

29、软件无线电的组成结构第 9-章现代数字调制解调技术9.6.1 信号的数字检测原理信号的数字检测原理由以上各章节讨论可知,对于大多数数字调制信号都可以表示为式中,Ak 是基带信号幅度,k 是携带基带信息的相位,g(t-kT)是宽度为T 的单个基带信号波形。第 9-章现代数字调制解调技术式(9.6 1)还可以变换为正交表示形式:正交调制法实现数字调制原理图如图 9-36 所示。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-36 正交调制法实现数字调制原理图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术由抽样定理可知,为了无失真地表示信号s(t),抽样速率fs 应大于s(t)最高频

30、率分量的两倍。若s(t)的载频fc=100 MHz,带宽为 20 MHz,则抽样速率fs 应大于 220 MHz。在式(9.6 8)中,两路正交基带信号X(n)和Y(n)的抽样速率与已调信号s(t)的抽样速率相同。然而,基带信号X(t)和Y(t)的带宽通常要比已调信号s(t)的载频小很多。根据抽样定理,只需要按基带信号 X(t)和Y(t)的带宽两倍的速率对X(t)和Y(t)进行抽样就可以了。该速率远远小于对s(t)的抽样速率fs,这样有利于基带信号的数字信号处理。为了使产生的已抽样基带信号与后面的抽样速率相匹配,在进行正交调制前必须通过内插处理将基带信号的抽样速率提高到与抽样速率fs

31、相同。第 9-章现代数字调制解调技术采用数字方式实现调制的原理图如图 9-37 所示。图中,基带处理单元完成基带数字信号处理,将串行基带数据变换为两路并行数据;两个内插器完成抽样速率匹配,将基带信号抽样速率提高到射频抽样速率;数字式正交调制器输出数字化信号s(n);最后,信号 s(n)经过 D/A 转换器和带通滤波器,输出已调信号s(t)第 9-章现代数字调制解调技术图 9-37 数字方式实现调制的原理图第 9-章现代数字调制解调技术对信号s(t)采用正交方式进行解调的一般模型如图 9-38 所示。图中包括正交解调、载波恢复和位定时恢复。图 9-38 也可以采用数字的方式实现,其原

32、理图如图 9-39-所示。输入信号经过 A/D变换器转换为数字化信号,分别与正交载波相乘、低通滤波后分解为同相和正交分量,最后经过判决恢复出数据。载波恢复和位定时恢复电路由载波频差估计和位定时偏差估计算法来实现。第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术图 9-39-数字化检测原理图第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术采用眼图最大准则选择最佳抽样点。其原理是:在最佳抽样点上噪声和码间干扰都最小,相对应的 N 个矢量具有较好的一致性,相位旋转一

33、致,其和的模值最大。通过比较这 K 个矢量和Z(k),选择最大模值对应的抽样点作为最佳抽样点k*。在最佳抽样点,可以对由载波频差引起的相位旋转作出准确的估计。设为载波频偏在一个码元期间内引起的相位旋转,则第 9-章现代数字调制解调技术9.7.2 数字检测技术的应用数字检测技术的应用STEL 2105是一块用于 BPSK 或 QPSK 相干解调器的专用集成电路,在 BPSK 模式下处理速度达4Mb/s以上,在 QPSK 模式下处理速度达8 Mb/s以上。其内部结构如图 9-40 所示。第 9-章现代数字调制解调技术图 9-40 STEL 2105内部原理图第 9-章现代数字调制解调

34、技术1.本振本振 NCO模块模块 STEL 2105集成了一个数控振荡器(NCO),它产生用于下变频的本振信号,NCO 的时钟信号由主时钟提供。NCO 有32比特的频率分辨率,并且能产生8比特的正交载波 sinct和cosct输出。输出频率由32比特的载波频率控制字控制。预置载波频率控制字加上或减去载波跟踪环路滤波器的输出就得到了实际频率控制信息。第 9-章现代数字调制解调技术2.下变频模块下变频模块 STEL 2105集成了一个正交下变频器,下变频器将输入中频采样信号直接转化为基带信号。下变频器包含两个乘法器,8比特的接收器输入信号在乘法器中分别与来自 NCO 的sinct和cosc

35、t信号相乘。下变频器中所有的操作都由主时钟信号控制。两个乘法器的输出分别为式中,c=2fNCO。x(n)和y(n)分别被送入同相支路和正交支路的积分滤波器。第 9-章现代数字调制解调技术3.积分滤波器积分滤波器两个积分滤波器在由采样速率决定的多个采样周期内累计样值。积分区间由位定时 NCO 控制,以使在每个码元周期内有四或五个采样。这些采样值被送到码元累加器模块,对信号的样值进行积累。通过控制,可以选择最佳输出比特作为码元累加器的 8 比特输入。第 9-章现代数字调制解调技术4.码元累加器模块码元累加器模块同相支路和正交支路的码元信息样值在码元累加器模块中进行累加,在一个码元周期

36、内需要四或五个采样值。一个码元周期内的采样数可以通过寄存器设置。同相支路和正交支路的码元累加器输出即输出码元。为了选择最佳 8 比特值输入载波鉴相器和环路滤波器模块,提供了两个可选择观察点。输出的符号就是IOUT和QOUT管脚得到的输出数据比特。第 9-章现代数字调制解调技术5.载波鉴相器和环路滤波器模块载波鉴相器和环路滤波器模块载波鉴相器函数决定了从同相支路和正交支路信号中得到的样值。这些样值用来产生频率捕获和跟踪环路滤波器的自动频率跟踪(AFC)和锁相环(PLL)跟踪信号。其所采用的算法由输入信号的种类和 AFC输入的状态所决定。在 AFC方式下,若输入信号为BPSK,则鉴相器电

37、路即被设为 BPSK/AFC模式,此时使用如下算法计算载波鉴相器函数:第 9-章现代数字调制解调技术若输入信号为 QPSK,则鉴相器电路被设为 QPSK/AFC 模式,此时使用如下算法计算载波鉴相器函数:AFC鉴相器的运算结果产生一个 18 比特的信号,经符号扩展,变为 19-比特。第 9-章现代数字调制解调技术当器件工作在 PLL方式时,鉴相器电路被置为BPSK/PLL或 QPSK/PLL模式。PLL 鉴相器输出8位样值送入环路滤波器。环路滤波器的传输函数可以设置为一阶或二阶,其传输函数为式中,k1 和k2 为环路滤波器系数。第 9-章现代数字调制解调技术6.位定时位定时 NCO模

38、块模块 STEL 2105集成了一个数控振荡器(NCO)用于合成采样时钟,这一采样时钟为下变频模块的积分滤波器提供积分期间。NCO 的时钟信号是主时钟信号。NCO 有32位的频率分辨率而且累加器增加了一个7位扩展器,将频率分辨率扩展到39位。这使得 STEL 2105在非常低的数据速率时,有高的采样速率控制分辨率。NCO 的频率通过32位频率控制字加上或减去位定时环路滤波器的输出就得到了实际的采样速率控制信息。第 9-章现代数字调制解调技术7.位定时鉴相器和环路滤波器模块位定时鉴相器和环路滤波器模块同相支路和正交支路码元累加器的输出送入位定时鉴相器,位定时鉴相器函数是通过前后两个采

39、样时刻的样值得到的,其误差函数为位定时环路滤波器与载波跟踪环路滤波器的传输函数结构相同,也可以被设置为一阶或二阶,其传输函数为第 9-章现代数字调制解调技术思思考考题题9-1 简要叙述现代数字调制技术在三种基本的数字调制方式的基础上有哪些改进?这些改进的目的是什么?9-2 什么是 QAM 调制?简要叙述 QAM 调制的主要特点。9-3 方型16QAM 星座和星型16QAM 星座各有什么特点?9-4 M=4,16,64,256时的星座图和 M=32,128时的星座图各有什么特点?9-5 QAM 调制在哪些通信系统中有所应用?第 9-章现代数字调制解调技术9-6 什么是 MSK 调制?简

40、要叙述 MSK 调制的主要特点。9-7 与2PSK、4PSK 信号功率谱相比较,MSK 信号的功率谱有什么特点?9-8 MSK 调制方式适合于在哪些通信系统中应用?9-9-什么是 GMSK 调制?与 MSK 调制相比较,GMSK 调制有哪些特点?9-10 GMSK 调制中BbTb 的物理意义是什么?BbTb值的不同对 GMSK 信号的频谱和抗噪声性能有什么影响?9-11 GMSK 信号相干解调时的眼图有什么特点?随着BbTb 的不同,眼图发生什么样的变化?第 9-章现代数字调制解调技术第 9-章现代数字调制解调技术9-17 什么是 OFDM 调制?简要叙述 OFDM 调制的基本原理。9-

41、18 OFDM 调制方式具有哪些优缺点?9-19-与其他调制方式相比较,OFDM 调制方式的频谱结构有什么特点?9-20 简要叙述 OFDM 调制和解调原理。9-21 目前 OFDM 调制方式的主要应用方向有哪些?9-22 简要叙述扩频调制原理,扩频调制有哪些主要方式?9-23 扩频系统具有哪些主要特点?第 9-章现代数字调制解调技术9-24 什么是直接序列扩频,简要叙述直接序列扩频调制原理。9-25 简要叙述直接序列扩频系统对带内窄带干扰的抑制原理。9-26 简要叙述复四相扩频调制原理和主要优缺点。9-27 简要叙述跳频扩频工作原理。9-28 简要叙述跳时扩频工作原理。9-29-简要叙述信号数字化接收原理。

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