1、 集成于射频芯片的的 LDO 电路电路设计设计报告报告 总体电路仿真报告总体电路仿真报告 版图设计报告版图设计报告 电子科技大学电子科技大学 VLSI 设计中心设计中心 2015 年年 11 月月 10 日日 目 录 目目 录录 第一部分第一部分 应用应用 . 1 LDO 的分析与设计 1 LDO 芯片的特点 1 LDO 芯片的详细性能参数 1 第二部分第二部分 电路设计报告电路设计报告. 5 整体电路上电启动模块 . 5 电流偏置模块 . 7 带有修调功能的基准模块 11 带隙基准源的修调电路设计 . 21 预调整放大器模块 . 23 低通滤波器模块 . 27 保护电路模块 . 31 电压跟
2、随器模块 . 39 第三部分第三部分 总体电路的仿真总体电路的仿真 43 直流参数 . 44 线性调整率 . 45 负载调整率 . 46 静态电流 . 46 瞬态仿真 . 47 噪声仿真 . 48 交流特性仿真 . 49 PSRR 特性仿真 52 第四部分第四部分 LDO 芯片版图设计芯片版图设计 . 56 I 电子科技大学 VLSI 设计中心 第一部分 应用 LDO 的分析与设计的分析与设计 本论文完成了一种应用于集成于射频芯片的LDO的分析与设计。本文主要从稳定性、负 载瞬态响应、电源抑制比和噪声四个方面进行了分析。然后，采用SMIC 0.18m CMOS工艺 完成了包括功率调整管、电阻反
3、馈网络和误差放大器三个部分的电路设计，并用Cadence Spectre对设计的整体电路进行了仿真和优化，最终实现电路的设计要求，而且可以在片内 集成。可在0.1mA300mA的负载电流范围内稳定工作，电路正常工作时温度范围：-55 +125，该电路工作电压范围为2.13.6V，输出电压1.8V，输出电压在全范围的波动： 4mV，输出电压准精度：10mV，最小压差在300mV以下，静态电流60uA；在10Hz100KHz 范围内的内部输出噪声积分约为，20VRMS20mA、50VRMS80mA、100VRMS 300mA； 电源抑制比（PSRR，在10KHZ以下）：60dB20mA、60dB8
4、0mA、60dB300mA；线性调整 率：0.1%；负载调整率：1%；启动时间：100us；电压瞬态响应：30us；负载瞬态响应： 50us；输出启动电压过冲：100mV；集成输入欠压过压保护、输出断路保护。另外集成过 温保护以及输入软启动电路。 LDO 芯片的特点芯片的特点 低静态电流 0.1mA300mA的负载电流范围内稳定工作，带载能力强 在10Hz100KHz范围内的内部输出噪声小 高电源抑制比（PSRR，在100KHZ以下） 可全片内集成 LDO 芯片的详细芯片的详细性能参数性能参数 下面将集中讲述一下此次芯片电路设计应该满足的条件，以便于在电路设计过程中有 1 电源监视芯片设计报告
5、 一个总体的设计框架和设计思路。 衡量LDO的性能参数较多， 下面介绍主要的几种性能参数。 从对这些性能的分析过程中， 可以看到各个性能之间不是独立的，性能和性能之间会相互影响和制约。因此，在设计时， 要根据具体要求来具体分析。 1 1）电压差）电压差(Dropout(Dropout Voltage)Voltage) 当输入电压下降时，输出电压不能再恒定在预定的值，这时的输入电压与预定的输出 电压的差值就是电压差。在实际设计LDO时，为了达到更高的效率，常常希望电压差越小越 好。一般通过增大功率调整管的尺寸，就可以使电压差减小。但是调整管尺寸的增大，会 对稳定性、负载瞬态响应及电源抑制等性能有
6、很大影响。因此，在设计时，需要根据具体 要求来具体分析。 2 2）静态电流）静态电流(Quiescent(Quiescent Current)Current) 静态电流也叫接地电流，是LDO内部电路所消耗的电流，等于输入电流与负载电流的差 值“低的静态电流能提高LDO的效率，延长电池的使用时间。静态电流包括带隙基准电压源 和误差放大器消耗的电流，及调整管通过采样电阻网络到地的漏电流。对于用MOS晶体管做 功率调整管的LDO，由于MOS是电压控制器件，因此它的静态电流与负载电流无关。 3 3）效率）效率(Efficien(Efficienc cy)y) LDO的效率与静态电流和电压差有关，表达式
7、如下式所示： = )(loadQin loadout IIV IV + 100% Iload为负载电流，IQ为静态电流。由(2-1)式可以看到，若想LDO效率高，静态电流和 电压差就要尽可能的小。 4 4）负载调整率）负载调整率(Load(Load RegRegu ulation)lation) 负载调整率表征的是负载电流变化对输出电压变化的影响程度。定义为输入电压不变 时，负载电流的变化引起输出电压的变化与输出电流变化的比值。即： =LS outI Vout 100% 其中，SL为负载调整率。 5 5）线性调整率）线性调整率(Line Regulation)(Line Regulation)
8、 线性调整率表征的是输入电压变化对输出电压变化的影响程度，该值越小，LDO的稳压 2 电子科技大学 VLSI 设计中心 能力越强。线性调整率定义为在恒定载电流、温度等其他条件下，改变输入电压，输出电 压的变化量与输入电压的变化量的比值。公式表示如下： in out V V V S = 100% LDO的线性调整率与功率调整管的跨导gmp和导通电阻Ron、反馈电阻Rf1和Rf2、负载电 阻Rload以及误差放大器的增益AEA有关。 6 6）负载瞬态响应）负载瞬态响应( (Load Transient ResponseLoad Transient Response) ) LDO的瞬态响应包括两个方
9、面：线性瞬态响应(Line Transient Response)和负载瞬态 响应。线性瞬态响应表征的是输入电压发生瞬变时，输出电压的响应：情况；负载瞬态响 应表征的是负载电流发生瞬变时，输出电压的响应情况。由于LDO工作时候，供电电压相对 稳定，而负载电流经常发生变化，因此，在这两种瞬态响应中，人们关注的主要是负载瞬 态响应。 负载瞬态响应与LDO的闭环增益带宽积(Gain Bandwidth，GBW)、输出电容和负载电流 有关，输出电压的变化如（2-10）式所示： out Im C t Vout ax = mIax 是负载电流的变化， t 是LDO的环路响应时间，近似为LDO环路增益带宽积
10、的倒 数， outC 是输出电容。环路增益带宽积和输出电容越大，负载电流瞬态变化引起的输出电 压的过冲越小，LDO的性能越好。 7 7）电源抑制比（）电源抑制比（Power SupplyPower Supply RejeRejec ction Ratiotion Ratio） 电源抑制比简称为PSRR， 表征的是输出电压对输入电压噪声的抑制能力。 对于LDO来说， 输入电压就是电源电压。输出电压对电源噪声的抑制是很有必要的。例如手机，其工作在 高频的收发机对电源变化和噪声很敏感。电源上的噪声会严重影响传输频率，不稳定的传 输频率会恶化声音信号和通信质量。因此应该尽可能的抑制电源上的噪声。 电源
11、抑制比通常表示为： PSRR = inV Vout lg20 单位为分贝（dB）。和分别指的是输出电压和输入电压小信号的变化量。PSRR的dB值 越大，电源抑制能力越好。LDO的线性调整率和电源抑制比有类似之处，都是描述输出电压 3 电源监视芯片设计报告 变化与输入电压变化的关系。不同之处是前者考虑的是低频大信号，其值不随频率发生变 化。而后者考虑的是交流小信号，对于在不同频率的输入信号下，电源抑制比是不同的。 8 8） 噪声噪声（noisenoise） LDO内部噪声模型，总输出噪声为 2 1_ 2 2 1 2 2_ 2 2 1 2 _ 2 _ 2 _ )()1()( rn F F rn F
12、 F ampnrefnoutn V R R V R R VVV+= 其中 2 _refn V 为输入参考电压Vref的噪声； 为 2 _ampn V 误差放大器以及功率PMOS管的等效输 入噪声； 2 1_rn V 、 2 2_rn V 为反馈电阻RF1、RF2的热噪声。由式中可知，要减小其总输出噪声， 可从3个方面入手： （1） 减小参考电压 REF V 引入的噪声； (2)减小或去除反馈电阻 1F R 、 2F R ； (3)增加输入管的跨导来减小误差放大器和功率PMOS管的等效输入噪声。 4 电子科技大学 VLSI 设计中心 第二部分 电路设计报告 整体电路上电启动模块整体电路上电启动模
13、块 1. 功能描述功能描述(Function Description) 启动电路主要控制LDO的开启和关断，在启动上电后给后面模块提供两个控制使能信 号，是电路正常运转。 2. 输入输入/输出信号功能描述输出信号功能描述(Input/Output Signal Architecture Fun Description) CTRL: 上电使能信号 EN、ENN: 使能控制信号 3. 等效框图等效框图(Equivalent Structure Diagram) 图 2-1 STtartup 模块等效框图 4.实际分析实际分析(The Fundamental of Equivalent Struct
14、ure Diagram) 该电路为整个LDO的启动电路部分，为偏置电路和基准电路提供使能信号，使整个电路 正常工作。图中M0的源、漏端均接地，为一电容，与R3构成低通滤波器。M1的栅、源端均 接地，为一个大电阻。当CTRL为低电平时，ENN为高电平，EN为低电平；当CTRL为高电平时， ENN为低电平，EN为高电平。M3的栅端与I13的输出端相连，形成正反馈，加速了EN与ENN 的电平转换。 5 电源监视芯片设计报告 图 2-2 实际电路图 5.实际线路图瞬态特性分析实际线路图瞬态特性分析(The Electrical Characteristics of TRAN) 图 2-3 瞬态仿真结果
15、 图2-3为该启动电路的仿真结果，与电路分析结果一致。从波形图中可以看出，CTRL 控制得到的ENN与EN为较完美的高低电平信号， 为偏置电路和基准电路提供了良好的使能信 号。 6 电子科技大学 VLSI 设计中心 电流偏置模块电流偏置模块 1. 功能描述功能描述(Function Description) 在本设计中，需要给各模块提供与电源电压无关的电流偏置。所以在芯片中需要有一 个电流偏置模块来提供恒定的电流偏置。并通过此模块产生后面模块的使能信号。 本次设计的偏置电流大小为Ibias=1 uA 2. 输入输入/输出信号功能描述输出信号功能描述(Input/Output Signal Ar
16、chitecture Fun Description) EN:Start_up输入到电流偏置的使能控制信号 VBP、VBN：输出的电流偏置信号 IRG1、IRG2、IRG3：输出的使能控制信号 3.等效加框图等效加框图(Equivalent Structure Diagram) 图 2-4 BIAS 的等效架构图 4. 实际线路图原理分析实际线路图原理分析(The Fundamental of Actual Circuit) 图 2-5 实际电路图 7 电源监视芯片设计报告 这里先简单分析一下产生电流偏置的启动电路模块，启动电路由PMOS管M0，M9和电阻 R0，电容C组成。因为此电流偏置模块
17、存在正常状态和0状态，所以要使电流偏置模块正常 工作必须先去除简并点。原理如下：在电源电压刚开始上电时，M9先导通，给偏置核心电 路提供一个电流，使其脱离简并点，正常工作，之后M9的栅极电压由于电容C被充电，M9 被关断，启动电路被关断，减小启动电路的静态电流。 电流偏置核心电流偏置核心结结构分析构分析 如图2-5所示，此电路采用典型的与电源电压无关的偏置电路实现，由于用CMOS 实现 的电流源要比Bipolar难。借助于 MOS 管工作在弱反型状态下输出电流相对于输入电压的 指数关系可以得到良好的温度补偿特性。 PMOS 管作为电流镜工作在强反型状态 ， NMOS 管 M7 、 M8 工作在
18、弱反型状。则电 阻 R 上的压降为： 32 14 RTVV In = 常温下 VT 约为 26mV 。由上式可以看出 R 上的压降仅与几个管子的尺寸有关。由此 实现了与温度、工艺变化相关不大的电流源 。 然而这种结构显著的缺点在于电阻的电阻 率难以保证、 并且没有补偿电阻的温度系数。 所以该电流源在结构上还有很大的改进余地 。 此偏置模块分别产生N管的偏置信号VBN和P管的偏置信号VBP，还有三个使能控制信号 IRG1、IRG2和IRG3分别控制预调整放大器、保护模块和滤波模块和过流保护模块。因为滤 波电路要在基准稳定后，才工作。故本设计中利用了偏置电流对电容的充电加上反相器来 实现三个使能信
19、号的延迟。 实际线路图实际线路图 DC 特性分析特性分析(The Electrical Characteristics of DC) 以下将采用Smic0.5um工艺库对电路进行仿真验证。 图2-6为偏置电路中基准电流随温度的关系，从波形中可以看出，基准电流的温度特性 较差，随全温度范围变化大概50 mV ，这里与上面分析结果类似，由于MOS晶体管的VTH 与 载流子迁移率与温度有关且电阻的温度系数。故其温度系数较差，但满足后面模块对电流 源的要求。 8 电子科技大学 VLSI 设计中心 图 2-6 电流与温度的关系 图2-7为偏置模块的仿真波形图，仿真时电源电压为从2.1V3.6V，从图中我
20、们可以看 到，偏置模块输出的电流源压，与电源电压变化较小。 图 2-7 电流源与电源电压的关系 9 电源监视芯片设计报告 图 2-8 使能信号的仿真 图2-8是BIAS模块中产生使能信号和上电启动信号的仿真波形， 从波形中可以看出使能 信号存在一定的延时，达到了设计的目的。 10 电子科技大学 VLSI 设计中心 带有修调功能的基准带有修调功能的基准模块模块 1.功能描述功能描述(Function Description) 基准模块主要是为全电路中的模块提供必要的偏置电压，该偏置基于带隙电压产生。 本模块中基准主要产生一个恒定电压值，该电压值通过与电源电压的分压比较，达到监视 电源电压变化的作
21、用。由于对基准的精度要求很高，所以本设计中加入了修调电路模块。 2.输输入入/输出信号功能描述输出信号功能描述(Input/Output Signal Architecture Fun Description) VBP:基准偏置电流源 A、B、C、D、E、F：修调电路控制信号 EN:基准使能控制信号 VREF: 基准输出电压 3. 等效框图等效框图(Equivalent Structure Diagram) 图 2-9 等效框架图 4.实际分析实际分析(The Fundamental of Equivalent Structure Diagram) 图 2-10 温度补偿曲线 11 电源监视芯
22、片设计报告 带隙基准的主要原理是利用与温度系数有关的电流来得到与温度系数有关的电压，利 用电压温度系数的不同来实现温度系数的补偿从而得到与温度无关的基准电压源，如图 2-10所示 1负温度系数电压（CTAT） 负温度系数电压多采用双极性晶体管的BE结电压 BE V （对PNP管为 EB V ），室温下，典 型值大约为 1.5/ BE V mV K T 。 2正温度系数电压(PTAT) 当两个双极晶体管工作在不相等的电流密度下，基极发射极的电压差值与绝对温度 成正比，如图2-11所示。 图 2-11 PTAT 电压产生电路 如果两个相同的晶体管( 12ss II= )偏置的集电极电流分别为 0
23、nI 和 0 I ，并忽略其基极电流， 那么： 00 12 12 lnlnln BEBEBETTT ss nII VVVVVVn II = 这样， BE V的差值就表现出正温度系数： ln BE Vkn Tq = 室温下，典型值大约为0.087/ T V mv k T = + 。 利用上面的 CTAT 和 PTAT 电压，可以设计出高精度的、适合设计要求的带隙基准电路， 原理如图 2-12。 12 电子科技大学 VLSI 设计中心 图 2-12 带隙基准电路图 在图 2-12 中，放大器 A1 以 X 和 Y 作为输入，驱动 R1 和 R2 的上端，使得 X V 和 Y V 近似 相等，基准电
24、压可以在放大器的输出端得到： 2 2232 33 ln ()ln (1) T outBEBET VnR VVRRVVn RR =+=+ 调整 R2/R3 的大小，可以得到基本与温度系数无关的电压。 5.实际线路图原理分析实际线路图原理分析(The Fundamental of Actual Circuit) 图 2-13 是实际设计的电路原理图。 图 2-13 带隙基准电路 13 电源监视芯片设计报告 图 2-14 带隙基准电路中的运放（AMP）实际电路图 图2-13为本次设计中的带隙基准电路，由于此次用到的带隙基准所要求的精度较高， 所以带隙基准电路中加入了修调电路， 修调电路的结构和原 理
25、将在修调电路章节中单独详 细介绍，这里暂且不予讨论，仅将修调电路OP以上的电阻统称为R2，以下的电阻为R3。 实际电路中，因为AMP两端可以认为是虚断，所以有如下关系： _1_233 * EBQEBQR VVIR=+ 由此得到 3 3 EB R V I R = PNP管电压电流有如下关系： 1 1 1 ln CQ EBQT SQ I VV I = 2 2 2 ln CQ EBQT SQ I VV I = 22 11 11 111 QniQni SQQ BQAQBQ qA D nqA D n IA WNQ = 14 电子科技大学 VLSI 设计中心 22 22 22 222 QniQni SQQ
26、 BQAQBQ qA D nqA D n IA WNQ = 其中q为电子电荷数 Cq 19 106 . 1 = ， A为发射结的横截面积， n D 为电子扩散常量， i n 为 硅的本征载流子浓度， B W 为发射区耗尽层边缘到集电极耗尽层边缘之间的基极宽度， A N 为 基区掺杂浓度， B Q 为单位基区中杂质原子的总数。 假设两个管子除了发射极面积不同以外，其它的参数都相同，则实际电路设计中取 11 22 1 8 SQQ SQQ IA IA = 由VREF输出端和AMP放大器输入端电压虚断，则有： 23RR VV= 实际电路中由于修调电阻的影响，使得电阻 2 R 的值大小是个变化值，现在用一般情况 下分析，假设： 12 RR = 所以有 12 R I R I= 因此 2 1CO I CQ I= 所以 8
