1、第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调8.1 ASK 调制与解调原理调制与解调原理8.2 FSK 调制与解调原理调制与解调原理8.3 PSK 调制与解调原理调制与解调原理8.4 现代数字调制与解调现代数字调制与解调8.5 集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例本章小结本章小结思考题和习题思考题和习题第八章 数字调制与解调8.1 ASK 调制与解调原理调制与解调原理8.1.1 二进制二进制 ASK 调制与解调调制与解调 二进制数字基带信号作为调制信号,对载波实现振幅调制,已调波用两种不同的振幅 体现调制信号信息,称为二进制振幅键控(BASK)调制,其逆过程称为 BASK 解调。第八章
2、 数字调制与解调1.BASK 信号信号 二进制数字基带信号可以表示为其中,Ak 可以是1或0,代表码元取值;g(t)代表单位脉冲波形,为了研究方便,这里设 其为矩形脉冲,幅度为1,持续时间为0TB;TB 为码元的时间宽度。当uB=1时,代表 Ak=1;当uB=0时,代表Ak=0。设载波uc=Ucmcosct,则 BASK 信号的表达式为第八章 数字调制与解调uBASK波形如图8.1.1所示。图8.1.1 uBASK 的波形第八章 数字调制与解调用P(H1)和P(H0)分别代表发送Ak=1和Ak=0的概率,作为随机过程,二进制数 字基带信号uB 的双边功率谱密度函数为第八章 数字调制与解调其中,
3、fB=1/TB,为uB 的码元速率;G(f)=TB Sa(fTB),为Ak=1对应的单位脉冲g(t)的频谱密度函数。uB 的功率谱包括连续谱和离散谱两部分,连续谱是g(t)的统计贡 献,离散谱是uB 统计意义上的直流分量的贡献。当 P(H1)=P(H0)=0.5,即 Ak=1和 Ak=0等概率发送时,uB 的功率谱密度函数:第八章 数字调制与解调在频域上,BASK 调制作为振幅调制,实现功率谱的线性搬移,即在保持功率谱形状 和结构不变的基础上,把uB 的功率谱搬移到载频的左右两侧,如图8.1.2所示。BASK 信 号的功率谱密度函数为第八章 数字调制与解调与uB 的功率谱一样,PBASK(f)
4、也由连续谱和离散谱两部分构成。其中,离散谱可以用来提 取同步信号,便于接收机实现乘积型同步检波;连续谱则决定了uBASK 的带宽。如图8.1.2 所示,用零点带宽度量,uBASK的带宽为uB 带宽的两倍,即第八章 数字调制与解调图8.1.2 uBASK 的功率谱和带宽第八章 数字调制与解调2.BASK 调制调制 由图8.1.1可以看出,BASK 信号uBASK具有普通调幅信号的特点,又因为基带信号uB 是单级性信号,所以可以直接用乘法器使uB 和载波uc=Ucm cosct相乘来产生uBASK,如 图8.1.3(a)所示。也可以用uB 控制的电子开关实现,当uB=1时输出uc,当uB=0时输出
5、 零,如图8.1.3(b)所示,又称为开关键控(OOK)。第八章 数字调制与解调图8.1.3 BASK 调制第八章 数字调制与解调3.BASK 解调解调 BASK 信号对噪声比较敏感,所以解调时需要对噪声滤波。作为调幅信号,BASK 信 号的解调可以是包络检波或乘积型同步检波。考虑到频带内噪声依然存在,需要在检波后 进行信号检测,以期准确恢复基带信号。第八章 数字调制与解调1)包络检波 BASK 信号的包络检波和信号检测的电路框图如图8.1.4(a)所示,不计噪声干扰时各 阶段的信号波形如图8.1.4(b)所示。经过信道传输后,信道噪声对BASK 信号uBASK加性干 扰,得到接收信号ur。接
6、收机首先对其滤波,去除信号频带之外的噪声,得到包络检波的 输入电压ui。包络检波的输出电压uo 经过采样和判决,恢复码元取值Ak。图8.1.4中,ug 为采样脉冲,实现零阶保持采样;为检测门限。采样得到uo 的取值x,如果x,则判 决Ak=1;如果x,则判决Ak=0。第八章 数字调制与解调图8.1.4 uBASK 的包络检波和信号检测第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.1.5 uBASK 的包络检波中的p(x|H1)、p(x|H0)和判决概率第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调2)乘积型同步检波 将图8.1
7、.4(a)中的包络检波器换成乘积型同步检波器,就实现了uBASK的乘积型同步检 波和信号检测,其电路框图和不计噪声干扰时各阶段的信号波形分别如图8.1.6(a)和(b)所示。第八章 数字调制与解调图中,本振信号ul=Ulmcosct。仍然设信道噪声是零均值高斯白噪声,n(t)为其经 过带通滤波后的窄带高斯噪声,方差为2n,带通滤波器的增益kF=1。在假设 H1 下,发送 Ak=1,乘 积 型 同 步 检 波 器 的 输 入 电 压 ui=Usm cosct+n(t),经 过 检 波,输 出 电 压 uo=Uom+nL(t),其中,Uom 为没有n(t)时uo 的幅度;nL(t)为n(t)经过线
8、性频谱搬移得 到的低通高斯噪声,其均值和方差仍然不变,分别为零和2n。所以,uo 的取值x 服从均值 为Uom,方差为2n 的高斯分布,其 PDF为第八章 数字调制与解调图8.1.6 uBASK 的乘积型同步检波和信号检测第八章 数字调制与解调在假设 H0 下,发送 Ak=0,此时乘积型同步检波器的输入电压ui=n(t),经过检波,uo=nL(t),所以,uo 的取值x 服从均值为零,方差为2n 的高斯分布,其 PDF为第八章 数字调制与解调p(x|H1)、p(x|H0)和各种判决概率如图8.1.7所示,误码率Pe 仍然根据式(8.1.3)计算。图8.1.7 uBASK 的乘积型同步检波中的p
9、(x|H1)、p(x|H0)和判决概率第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.1.8给出了 BASK 解调中,包络检波和乘积型同步检波的误码率随功率信噪比的 变化。显然,提高功率信噪比有助于减小误码率。功率信噪比一样时,就减小误码率而言,乘积型同步检波优于包络检波。第八章 数字调制与解调图8.1.8 BASK 解调的误码率Pe 和功率信噪比r的关系第八章 数字调制与解调8.1.2 多进制多进制 ASK 调制与解调调制与解调 多进制数字基带信号可以用不同幅度的矩形脉冲序列表示,即其中,码元取值Ak=-(M-1),-(M-3),-1,1,M-3,M-1,这样得到的
10、是双极性基带信号;g(t)为单位矩形脉冲,持续时间为0TB;TB 为码元的时间宽度。第八章 数字调制与解调uB 对载波uc=Ucmcosct调制得到的多进制 ASK(MASK)信号为以四进制 ASK 调制为例,uMASK的波形如图8.1.9所示。第八章 数字调制与解调图8.1.9 uMASK 的波形第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.1.10 uMASK 的功率谱和带宽第八章 数字调制与解调图8.1.11 MASK 调制和解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.1.12 uMASK 的乘积型同步检波中的p(x|Hi)和最佳
11、检测门限第八章 数字调制与解调不难判断,M 的增加会增大误码率,而增大输出电压的取值间隔2Uom 可以减小误码 率。uMASK的平均功率:第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调与BASK 调制相比,在同样的带宽下,MASK 调制编码前二进制码元的速率提高到了 BASK 调制下的lbM 倍,从而显著提高了数据传输速率,但 MASK 调制的误码率也明显 高于 BASK 调制。第八章 数字调制与解调8.2 FSK 调制与解调原理调制与解调原理8.2.1 二进制二进制FSK 调制与解调调制与解调 二进制数字基带信号作为调制信号,对载波实现频率调制,已调波用两种不同的频率 体现调制信号信息,称为二
12、进制频移键控(BFSK)调制,其逆过程称为 BFSK 解调。第八章 数字调制与解调1.BFSK 信号信号 BFSK 信号的表达式为其中,为相对于载频c 的频偏。uBFSK的波形如图8.2.1所示,分为相位连续和相位不连 续两种情况。第八章 数字调制与解调图8.2.1 uBFSK 的波形第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调如图8.2.2(b)所示,考虑到矩形脉冲的零点带宽,uBFSK的带宽为BWBFSK=2f+2fB第八章 数字调制与解调图8.2.2 uBFSK 的功率谱和带宽第八章 数字调制与解调2.BFSK 调制调制 BFSK 信号uBFSK可以通过直接调频电路如压控振荡器(VCO)
13、实现,如图8.2.3(a)所 示。不加控制电压时,VCO 的振荡频率为载频c,前级电路将基带信号uB 转换成双极性 控制电压u,u的振幅Um 与 VCO 的调频比例常数kf 决定了频偏,即=kfUm。当Ak=1时,u=Um,VCO 的振荡频率为c+;当Ak=0时,u=-Um,VCO 的 振荡频率为c-。这种实现方法产生相位连续的uBFSK,但是频率稳定度较差,存在过 渡频率,频率转换速率不能太高。第八章 数字调制与解调uBFSK也可以用频率键控实现,即用uB 控制的电子开关实 现,当Ak=1时接通输出电压为Usmcos(c+)t的振荡器,当 Ak=0时接通输出电压 为Usmcos(c-)t 的
14、振荡器,如图8.2.3(b)所示。这种方法的优点是频率稳定度较好,没有过渡频率,频率转换速率可以做得很高,但是频率转换时,两个振荡器的输出电压不 一定相等,所以产生的uBFSK的相位一般不连续。第八章 数字调制与解调图8.2.3 BFSK 调制第八章 数字调制与解调3.BFSK 解调解调 如前所述,BFSK 信号uBFSK 可以看做是基带信号uB 和uB 产生的两路 BASK 信号 uBFSK1和uBASK2的叠加,因此,解调 uBFSK时,可以采用 BASK 解调的方法,首先对uBFSK 滤 波产生 uBFSK1和uBASK2,然后对 uBFSK1和uBASK2作包络检波或乘积型同步检波,再
15、对两路检 波结果作信号检测,以期在噪声的干扰下尽量准确地恢复uB。第八章 数字调制与解调1)包络检波 图8.2.4所示为uBFSK的包络检波和信号检测的电路框图。功率分配器将信道噪声加性 干扰下的接收信号ur 分为左右两路,分别进入中心频率为c+和c-的带通滤波 器,得到的两路输入电压ui1和ui2经过各自的包络检波产生输出电压uo1和uo2,经过采样 和判决,恢复码元取值Ak,其中ug 为采样脉冲。不计噪声干扰时各阶段的信号波形如图 8.2.5 所示。在假设 H1 的前提下,发送 Ak=1,此时uo1是正弦信号加窄带高斯噪声n(t)的包络,其取值x1 服从莱斯分布,而uo2是n(t)的包络,
16、其取值x2 服从瑞利分布。第八章 数字调制与解调图8.2.4 uBFSK 的包络检波和信号检测的电路框图第八章 数字调制与解调图8.2.5 uBFSK 的包络检波和信号检测的信号波形第八章 数字调制与解调在假设 H0 的前提下,发送Ak=0,uo1和uo2交换统计特性。两种假设下x1 和x2 的 PDF分别为 p(x1|H1)、p(x2|H1)、p(x1|H0)和p(x2|H0),如图8.2.6(a)和(b)所示。实现最佳信 号检测的判决准则可以设为第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调在假设 H0 的前提下,发送Ak=0,错误判决概率 P(H1|H0)=P(H0|H1),所以,当P(H
17、1)=P(H0)=1/2时,包络检波的误码率:第八章 数字调制与解调图8.2.6 uBFSK 的包络检波中的 PDF第八章 数字调制与解调2)乘积型同步检波 将图8.2.4中的包络检波器换成乘积型同步检波器,就实现了uBFSK 的乘积型同步检波 和信号检测。图8.2.7所示为uBFSK的乘积型同步检波和信号检测的电路框图。图中,本振信号ul1=Ulmcos(c+)t,ul2=Ulmcos(c-)t。不计噪声干扰时各 阶段的信号波形如图8.2.8所示。第八章 数字调制与解调图8.2.7 uBFSK 的乘积型同步检波和信号检测的电路框图第八章 数字调制与解调图8.2.8 uBFSK 的乘积型同步检
18、波和信号检测的信号波形第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.2.9 uBFSK 的乘积型同步检波中的 PDF第八章 数字调制与解调图8.2.10给出了 BFSK 解调中,包络检波和乘积型同步检波的误码率随功率信噪比的 变化。图中,乘积型同步检波的误码率依然小于包络检波的误码率,而且两个误码率都随 着功率信噪比的提高而减小。第八章 数字调制与解调图8.2.10 BFSK 解调的误码率Pe 和功率信噪比r的关系第八章 数字调制与解调8.2.2 多进制多进制FSK 调制与解调调制与解调 多进制数字基带信号uB 为单极性信号时,可以表示为第八章 数字调制与解调其中,码
19、元取值Ak=0,1,M-1;g(t)为持续时间从0到TB 的单位矩形脉冲;TB 为 码元的时间宽度。利用 M 个不同频率的输出电压Usmcoscit(i=0,1,M-1),uB 调 制得到的多进制 FSK(MFSK)信号为以四进制 FSK 调制为例,uMFSK的波形如图8.2.11所示。第八章 数字调制与解调图8.2.11 uMFSK 的波形第八章 数字调制与解调uMFSK可以看做是 M 个频率分别为ci(i=0,1,M-1)的BASK 信号叠加而成的,所以uMFSK的带宽由其中的最低载频和最高载频决定,即BWMFSK=(fcM-1-fc0)+2fB,其 中,fB=1/TB 为uB 的码元速率
20、,如图8.2.12所示。第八章 数字调制与解调图8.2.12 uMFSK 的功率谱和带宽第八章 数字调制与解调图8.2.13(a)所示为uMFSK的实现过程。图中,二进制数字代码序列经过2 M 电平转 换变为多进制数字基带信号,再经过频率键控产生uMFSK。uMFSK的解调可以采用包络检波,如 图8.2.13(b)所示。通过比较各路输出电压的取值判决码元取值,可以实现最佳信号检测。第八章 数字调制与解调图8.2.13 MFSK 调制和解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调与 BFSK 调制相比,MFSK 调制显著提高了数据传输速率,使二进制码元的速率提高 到了
21、BFSK 调制下的lbM 倍,但 MFSK 调制的误码率也明显高于 BFSK 调制,而且带宽 远大于 BFSK 调制,频带利用率较低。第八章 数字调制与解调8.3 PSK 调制与解调原理调制与解调原理8.3.1 二进制二进制PSK 调制与解调调制与解调 二进制数字基带信号作为调制信号,对载波实现相位调制,已调波用两种不同的相位 体现调制信号信息,称为二进制相移键控(BPSK)调制,其逆过程称为 BPSK 解调。第八章 数字调制与解调1.BPSK 信号信号 BPSK 信号有绝对相移和相对相移两种类型。绝对相移 BPSK 信号记为uBPSK,其相对 于载波的相位k=0或k=,分别代表码元取值Ak=
22、1和Ak=0;相对相移BPSK 信 号记为uDBPSK,其通过相位变化代表 Ak=1和 Ak=0,Ak=1对应的uDBPSK 起始相位与前 一码元对应的起始相位相反,即 k=,Ak=0对应的uDBPSK起始相位与前一码元对应的 起始相位相同,即 k=0。第八章 数字调制与解调无论是绝对相移还是相对相移,BPSK 信号只有两种相位,设载波uc=Ucmcosct,以绝对相移 BPSK 信号为例,其表达式为第八章 数字调制与解调BPSK 信号的波形如图8.3.1所示。一个码元的时间宽度中载波可以振荡多个周期,当 一个码元中uDBPSK的相位变化为的偶数倍时,若Ak=1,则该码元对应的uDBPSK的起
23、始相 位与前一码元对应的uDBPSK的终止相位相反,若Ak=0,则前后码元衔接时uDBPSK同相;当 一个码元中uDBPSK的相位变化为的奇数倍时,若 Ak=1,则码元衔接时uDBPSK 相位连续,若Ak=0,则uDBPSK反相。图8.3.2给出了 BPSK 信号的相位图,给出了信号的两种可能状 态对应的振幅和相位。第八章 数字调制与解调图8.3.1 BPSK 信号的波形第八章 数字调制与解调无论是绝对相移还是相对相移,BPSK 信号可以看做是取值为1或-1的双极性调制信号uB 对载波uc=Ucmcosct调制产生的双边带调幅信号。当P(H1)=P(H0)=0.5时,uB 的功率谱密度函数为第
24、八章 数字调制与解调其中,TB 为uB 的码元时间宽度。作为双极性调制信号,Ak=1和 Ak=0等概率发送时,uB 在统计意义上没有直流分量,所以PB(f)中没有离散谱。BPSK 信号的功率谱密度函数 为第八章 数字调制与解调如图8.3.3所示,BPSK 信号的带宽 BWBPSK/DBPSK=2fB。其中,fB=1/TB,为uB 的码 元速率。图8.3.3 BPSK 信号的功率谱和带宽第八章 数字调制与解调2.BPSK 调制调制 作为双边带调幅信号,绝对相移 BPSK 信号uBPSK 可以用乘法器使双极性基带信号uB 和载波uc=Ucmcosct相乘来实现,如图8.3.4(a)所示,其中:这种
25、方法称为直接调相法。也可以将载波uc 作为一路输入,经过移相器反相后的-uc 作 为另一路输入,通过数字逻辑电路,当Ak=1时选择输出uc,当 Ak=0时选择输出-uc,则也可实现uBPSK,如图8.3.4(b)所示,这种方法称为相位选择法。第八章 数字调制与解调图8.3.4 绝对相移 BPSK 调制第八章 数字调制与解调直接通过调制电路实现相对相移 BPSK 信号uDBPSK 比较复杂,一般采用间接方法,即 首先利用差分编码电路将码元由原来的绝对码Ak 变换为差分码Bk,变换关系为 再通过绝对相移 BPSK 调制,对Bk 产生绝对调相信号,对Ak 就实现了uDBPSK,如图8.3.5 所第八
26、章 数字调制与解调图8.3.5 相对相移 BPSK 调制第八章 数字调制与解调3.BPSK 解调解调 BPSK 信号的解调分为相干检波和差分相干检波。前者的实质是乘积型同步检波,需 要接收机提供本地振荡信号;后者不需要本振信号,只用 BPSK 信号的延迟信号与自身相 乘即可。第八章 数字调制与解调1)相干检波 绝对相移 BPSK 信号uBPSK 的相干检波和信号检测的电路框图如图8.3.6(a)所示。图 中,本振信号ul=Ulmcosct。不计噪声干扰时各阶段的信号波形如图8.3.6(b)所示。第八章 数字调制与解调图8.3.6 uBPSK 的相干检波和信号检测第八章 数字调制与解调无噪声时乘
27、积型同步检波器的输出电压uo 的幅度为Uom。在假设 H1 的前提下,发送 Ak=1,uo 的取值x 服从均值为Uom、方差为2n 的高斯分布;在假设 H0 的前提下,发送 Ak=0,x 服从均值为-Uom、方差为2n 的高斯分布。两种情况下x 的 PDF分别为p(x|H1)、p(x|H0)和各种判决概率如图 8.3.7 所 示。不 难 看 出,当 P(H1)=P(H0)=1/2时,使Pe 最小的最佳信号检测应该取最佳检测门限=0。第八章 数字调制与解调图8.3.7 uBPSK 的相干检波中的p(x|H1)、p(x|H0)和判决概率第八章 数字调制与解调此时,错误判决概率P(H1|H0)=P(
28、H0|H1),误码率:第八章 数字调制与解调相对相移 BPSK 信号uDBPSK也可以通过以上相干检波和信号检测来解调,但是需要对 解调后的码元进行码变换,把结果从差分码Bk 变换回原来的绝对码Ak。变换关系为uDBPSK的相干检波如图8.3.8所示。第八章 数字调制与解调图8.3.8 uDBPSK 的相干检波第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.3.9 uDBPSK 相干检波的PeA 随PeB的变化第八章 数字调制与解调2)差分相干检波 相对相移 BPSK 信号uDBPSK更适合应用差分相干检波,将图8.3.6(a)中的本振信号换 成uDBPSK延迟一个码元时间宽度TB 的信号,
29、就实现了差分相干检波和信号检测,其电路框 图和不计噪声干扰时各阶段的信号波形分别如图8.3.10(a)和图(b)所示。第八章 数字调制与解调图8.3.10 uDBPSK 的差分相干检波和信号检测第八章 数字调制与解调经过中心频率为c 的带通滤波器后,具有随机振幅an(t)和随机相位n(t)的窄带高 斯噪声可以表示为第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.3.11对比了 BPSK 解调中uBPSK 的相干检波和uDBPSK 的差分相干检波的误码率。uDBPSK的差分相干检波中,因为前后码元噪声功率叠加,所以误码率大于uB
30、PSK 的相干检波 的误码率。提高功率信噪比依然有助于减小误码率。图8.1.8、图8.2.10和图8.3.11取了同样的坐标范围,通过对比可以发现,在功率信噪 比较大时,就误码率来看,BPSK 信号的通信质量最好,BASK 信号的通信质量最差,而 BFSK 信号的通信质量居中。第八章 数字调制与解调图8.3.11 BPSK 解调的误码率Pe 和功率信噪比r的关系第八章 数字调制与解调8.3.2 多进制多进制PSKQPSK 调制与解调调制与解调 多进制 PSK(MPSK)信号通过 M 种相位或相位变化来代表不同的码元取值,常见的 是四进制 PSK(QPSK)信号。第八章 数字调制与解调1.QPS
31、K 信号信号 绝对相移 QPSK 信号uQPSK通过相对于载波uc=Ucm cosct的4种不同相位携带码元 信息,其表达式为式中,相位k 的取值包括/4,3/4。两位 连续码元构成双比特组码元(A1k,A2k),其4种 取值与k 一一对应。有多种相位逻辑可以表征 这种对应关系,表8.3.1给出了其中的一种。该 相位逻辑决定的uQPSK 的波形和相位图分别如图 8.3.12和图8.3.13所示。第八章 数字调制与解调相对相移 QPSK 信号uDQPSK通过相位变化体 现双比特组码元(A1k,A2k)的信息,4个相位变化量 k 与(A1k,A2k)的4种取值一一对 应,如表8.3.1所示。变化前
32、和变化后,相位k 的取值仍然只包括/4或3/4,所以 uDQPSK的表达式也可以写为式(8.3.2)的形式,但是各时段k 的取值一般不同于uQPSK。图 8.3.12和图8.3.13也分别给出了uDQPSK的波形和相位图。第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.3.12 QPSK 信号的波形第八章 数字调制与解调图8.3.13 QPSK 信号的相位图第八章 数字调制与解调式(8.3.2)可以写为第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调2.QPSK 调制调制 绝对相移 QPSK 信号uQPSK可以通过直接调相法或相位选择法实现。直接调相法基于 双比特组码元(A1k,A2k),通过码
33、元 电平转换根据表8.3.1产生I 和Q,分别通过乘法器 调制一对正交载波cosct和sinct,生成两路正交的 BPSK 信号Icosct和Qsinct,叠 加产生uQPSK,如图8.3.14(a)所示。第八章 数字调制与解调图8.3.14(b)所示的相位图中,I 支路 BPSK 信号为 cosct或-cosct,Q 支路BPSK 信号为-sinct或sinct,在任何情况下,I 支路和Q 支 路的 BPSK 信号都是正交的,经过矢量合成可产生四种相位的uQPSK。相位选择法将载波 cosct经过/4、3/4四种相移后作为四路输入,通过数字逻辑电路,根据双比特组 码元的四种取值选择一路输出,
34、从而实现uQPSK,如图8.3.15所示。第八章 数字调制与解调图8.3.14 绝对相移 QPSK 调制直接调相法第八章 数字调制与解调图8.3.15 绝对相移 QPSK 调制相位选择法第八章 数字调制与解调为了实现相对相移 QPSK 信号uDQPSK,首先利用差分编码电路将双比特组码元由原来 的绝对码(A1k,A2k)变换为差分码(B1k,B2k),变换关系为再通过绝对相移 QPSK 调制,就实现了uDQPSK,如图8.3.16所示。第八章 数字调制与解调图8.3.16 相对相移 QPSK 调制第八章 数字调制与解调3.QPSK 解调解调 作为两路正交的 BPSK 信号的叠加,绝对相移 QP
35、SK 信号uQPSK 的解调可以采用类似 于 BPSK 信号的相干检波,其电路框图和不计噪声干扰时各阶段的信号波形分别如图 8.3.17 和图8.3.18所示。第八章 数字调制与解调图8.3.17 uQPSK第八章 数字调制与解调图8.3.18 uQPSK 的相干检波和信号检测的信号波形第八章 数字调制与解调通过以上相干检波和信号检测来解调相对相移 QPSK 信号uDQPSK 时,需要将解调的双 比特组码元由差分码(B1k,B2k)变换回原来的绝对码(A1k,A2k),变换关系为uDQPSK的相干检波如图8.3.19所示。第八章 数字调制与解调图8.3.19 uDQPSK 的相干检波第八章 数
36、字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.3.20 uDQPSK 相干检波的PeA1、PeA2随PeB的变化第八章 数字调制与解调8.4 现代数字调制与解调现代数字调制与解调8.4.1 QAM QAM 可以实现两路基带信号的同时传输。每路基带信号对载波进行 ASK 调制。两路载波正交,可以将两路 ASK 信号叠加后在同一频带内同时传输,从而提高了频带利用率。二进制 QAM 比 BASK 调制的频带利用率提高了一倍,采用多进制 QAM 则可以进一步提 高频带利用率。第八章 数字调制与解调下面以多进制 QAM 为例说明 QAM 信号的调制和解调。两路码元取值分别为 Ak 和 Bk 的二进制数字基带信
37、号经过2 M 电平转换变为两路多进制双极性数字基带信号uB1和 uB2,经过乘法器与一对正交载波cosct和sinct分别相乘,得到两路 MASK 信号uMASK1 和uMASK2,二者叠加形成 QAM 信号uQAM,如图8.4.1(a)所示。QAM 信号的解调采用相干 检波,如图8.4.1(b)所示。第八章 数字调制与解调图8.4.1 QAM第八章 数字调制与解调四进制数字基 带 信 号 调 制 得 到 的 QAM 信 号 有 16 种 状 态,所 以 记 为 16 QAM。16 QAM 信号的相位图如图8.4.2(a)所示,信号的16种状态是两路四进制 MASK 信号 叠加的结果。由图8.
38、4.2(a)可以看出,16 QAM 信号有3种振幅和12种相位。图8.4.2(b)给出了二进制数字基带信号产生的4 QAM 信号的相位图。如果两路基带信号分别是来 自双比特组码元的I 支路信号和Q 支路信号,则此时 QAM 的结果与 QPSK 调制的结果一 样。这说明可以只对一路基带信号实现 QAM,通过提高码元速率成倍增加频带利用率。第八章 数字调制与解调图8.4.2 QAM 信号的相位图第八章 数字调制与解调图8.4.3(a)给出了一路基带信号的8QAM。图8.4.3(a)中,每三位连续码元构成的三 比特组码元(A1k,A2k,A3k)经过码元 电平转换,得到I 支路、Q 支路和控制支路(
39、C 支 路)信号I、Q 和C,再经过24电平转换,根据表8.4.1获得两路四种电压,分别调制一 对正交载波cosct和sinct,叠加得到8QAM 信号u8QAM。其相位图如图8.4.3(b)所示。图 8.4.3(b)中给出了u8QAM 的8种状态对应的(A1k,A2k,A3k)的8种取值。u8QAM 有2种振幅(即 Usm和3Usm)和4种相位(即/4和3/4)。如果I 支路、Q 支路和C 支路的码元速率与 BASK调制时的码元速率相同,则8QA 表 M 的码元速率提高到了BASK调制时的三倍。第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.4.3 8QAM第八章 数字调制与解调8.4.2
40、 OQPSK 调制调制 当数字基带信号由矩形脉冲构成时,QPSK 信号经过带宽有限的电路后,其包络会产生 起伏。起伏的程度与 QPSK信号的相位变化有关,相位变化越大,包络起伏越明显。射频通 信,尤其是便携式移动通信系统中,为了减小功耗,经常采用高效率谐振功率放大器放大信 号功率。这种非线性功放适合放大恒包络信号。如果信号包络有变化,则经过非线性放大,信 号的功率谱会变宽,从而产生超出系统频带的带外辐射功率,增加对临近信号干扰的可能性。第八章 数字调制与解调图8.4.4给出了 QPSK 信号的相位变化情况。由图8.4.4可以发现,当两个正交支路信 号I 和Q 同时变化时,相位变化最大,为;当I
41、 和Q 中只有一个变化时,相位变化较 小,为/2。第八章 数字调制与解调图8.4.4 QPSK 信号的相位变化第八章 数字调制与解调OQPSK 调制通过信号延迟,把I 和Q 在时间上错开一个码元时间宽度TB,从而错开 了I 和Q 变化的时刻,保证二者不同时发生变化,如图8.4.5所示,相位变化因此被限制 在了/2,从而 OQPSK 信号的包络起伏明显小于 QPSK 信号,在一定程度上解决了非 线性电路扩展信号功率谱的问题。I 或Q 的时间延迟并不影响其所属支路 BPSK 信号的带宽,所以 OQPSK 信号的带宽 和 QPSK 信号的带宽相同。在 QPSK 调制过程中给I 或Q 添加TB 的信号
42、延迟,就实现了 OQPSK 信号uOQPSK,如图8.4.6(a)所示。解调时,相应支路的采样时刻也需要延迟TB,如图8.4.6(b)所示。第八章 数字调制与解调图8.4.5 OQPSK 信号的相位变化第八章 数字调制与解调图8.4.6 OQPSK第八章 数字调制与解调8.4.3 MSK 调制调制 OQPSK 调制虽然通过减小信号的相位变化限制了包络起伏,增强了对非线性电路的 适应能力,但是因为仍然存在/2的相位变化,所以还不是最佳的调制。最佳的恒包络 调制要求信号的相位连续,通过不同的频率来区分各个码元取值,实际上是要求相位连续 的 FSK 调制。MSK 调制不但可以实现相位连续的 FSK
43、信号,限制功率谱扩展,而且各个 频率下的信号之间相关程度最小,频差也最小,从而减小了误码率,并且提高了频带利 用率。第八章 数字调制与解调BFSK 调制中,两个频率下的 BFSK 信号之间的相关程度对乘积型同步检波的误码率 有明显影响,减小相关程度可以减小误码率。设两个频率分别为c+和c-,则上 述相关程度可以用归一化互相关系数衡量:第八章 数字调制与解调其中,调制指数h=TB/;TB 为码元的时间宽度。当c=0.5m/TB(m=1,2,3,),且h=0.5,1,1.5,时,=0,意味着两个频率下的 BFSK 信号之间的相关程度最 小。其中,h=0.5时,两个频率之差最小,为2=/TB,此时的
44、相位连续FSK调制就称为 MSK调制,两个频率分别为c+=0.5(m+1)/TB 和c-=0.5(m-1)/TB。第八章 数字调制与解调MSK 信号的表达式可以写为第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.4.7 uMSK 的相位路径第八章 数字调制与解调式(8.4.1)可以展开为第八章 数字调制与解调其中,I=Usmcosk,Q=-Usmskcosk。不妨取Usm=1,又因为k 是的整数倍,sk 取 1或-1,所以I 和Q 彼此独立地在1和-1之间取值,可以用双比特组码元(A1k,A2k)产 生。同时,uMSK的相位满足:第八章 数字调制与解调第八章 数字调制与解调图8.4.8 MS
45、K第八章 数字调制与解调图8.4.8 MSK第八章 数字调制与解调如果使矩形脉冲构成的基带信号通过高斯低通滤波器,再进行 MSK 调制,则称为高 斯最小频移键控(GMSK)调制。如图8.4.9所示,与 MSK 信号相比,GMSK 信号的功率谱 在主瓣外衰减得更明显。在便携式移动通信系统等对带外辐射功率有严格限制的场合,GMSK 调制得到了广泛的应用。第八章 数字调制与解调图8.4.9 MSK 信号和 GMSK 信号的归一化功率谱第八章 数字调制与解调8.5 集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例与模拟调制与解调相比,数字调制与解调的器件和电路可以根据具体应用设备的功能 需要进行专门设计和
46、优化,因而其功能特色明显,种类繁多,通用性和互换性则相对降低。具有良好线性度和宽动态范围的调制与解调集成器件和应用电路比较丰富。射频发射芯片 如cc1070和cc1150等自带调制模块,可以通过修改配置寄存器的控制字实现多种数字调 制方式,如 ASK、FSK 和 MSK 等。第八章 数字调制与解调基于I/Q 信号的正交调制和解调,包括 QPSK、QAM、OQPSK 和 MSK,由于其频带 利用率和抗干扰能力比较好,因而获得了较为广泛的应用,是现代通信和雷达系统的重要 组成部分。第八章 数字调制与解调8.5.1 RF2422正交调制器正交调制器 RF2422正交调制器对输入的I/Q 信号和载波实
47、现正交调制。I/Q 信号的频率可以到 250MHz,I/Q 信号的直流分量一般为3V,交流分量振幅最大为1V,输入电阻为30 k。载波的频率范围为8002500MHz,输入功率为-66dBm,频率高于2GHz时,输入电阻为50,频率较低时,因为允许很小的输入功率,所以一般不必考虑阻抗匹配。射频已调波的功率范围为-33dBm,频率高于2GHz时,输出电阻为50,频率较低 时输出电阻有较大变化,需要阻抗匹配网络提高功率传输效率。直流输入电压的范围为4.56V,工作时直流电压源提供45mA 的电流,低功耗时电流不超过25A。第八章 数字调制与解调RF2422的内部电路如图8.5.1所示,包括I/Q
48、信号差分放大单元、载波相移单元、载 波限幅放大单元、两个双平衡乘法单元、求和放大单元、射频放大单元以及功率控制单元。如 果采用不平衡输入方式,则I/Q 信号分别作为差模信号输入引脚15、16,引脚1、2输入的参 考电压分别等于I/Q 信号的直流分量。如果采用平衡输入方式,则可以通过不平衡 平衡 转换把一对反相的I 信号分别输入引脚16、1,把一对反相的Q 信号分别输入引脚15、2。I/Q 信号经过差分放大后分别送入两个双平衡乘法单元。第八章 数字调制与解调载波从引脚6输入,经过相移生 成一对正交载波,分别经过限幅放大后输入两个双平衡乘法单元。双平衡乘法单元输出的 两路正交信号经过求和与放大,得
49、到的射频已调波从引脚9输出。引脚3、4、5为载波相移 单元提供接地。引脚7外接直流电压源,为除射频放大单元以外的其余电路提供直流电压。射频放大单元的接地和直流电压分别由引脚10、11提供。引脚12、13、14为I/Q 信号差 分放大单元、载波限幅放大单元和双平衡乘法单元提供接地。引脚8外接直流电压源时,功率控制单元使器件正常工作,如果外接电压低于1.2V,则器件进入低功耗状态。第八章 数字调制与解调图8.5.1 RF2422的内部电路第八章 数字调制与解调图8.5.2所示的 RF2422应用电路可以实现对22.5GHz载波的正交调制,载波uc 的输 入和射频已调波uo 的输出都需要特性阻抗为5
50、0的微带线,以减小连接处的功率反射。第八章 数字调制与解调图8.5.2 RF2422的应用电路第八章 数字调制与解调8.5.2 AD8348正交解调器正交解调器 AD8348正交解调器对输入的中频已调波和本振信号实现正交解调,输出I/Q 信号,并且可以选择对中频已调波进行可变增益放大,也可以选择对I/Q 信号进行放大。中频已 调波的频率为50MHz1.0GHz,信号带宽可以达到60MHz。如果输入可变增益放大器,则中频已调波的输入电阻为150230,典型值为190,从中频已调波到I/Q 信号,增 益受到可变增益放大器的控制,范围为-1433dB,增益的3dB带宽最大为500 MHz;如果不输入
